在图 1 中，基本DAB 配置显示在 Frenetic 电路模拟器中。简单来说，它是两个全桥，中间有一个变压器将它们分开，对称性是这种拓扑的特征之一。很容易推断，通过适当的控制，电力可以从任何一个桥双向传输到另一个桥。请注意，变压器被建模为与特定磁化电感和串联漏感并联的理想变压器。在 DAB 拓扑中，漏感是一个关键的规格参数。
图 1. 基本 DAB 配置。图片由博多电力系统提供 [PDF]
控制 DAB
在图 1 中，C1 和 C2 控制模块独立驱动每个桥，具有相同的频率。C1 或 C2 可以在信号之间引入相移，从而控制各自的电桥。还可以选择 C1-C2 之间的第三相移。因此，总共可以控制三个阶段。
我们有单相移 (SPS)、双相移 (DPS) 和三相移 (TPS) 控制方法，其中命名意味着用于控制的自由变量的数量。简单的情况是 SPS，其中 C1 和 C2 之间的相移是可操纵的。SPS 易于使用，并且 ZVS 效率高，特别是在重负载、可接受的电流应力以及输出-输入电压增益接近 1 时相对较低的无功功率情况下。此外，对于 C1 和 C2，每个桥中 MOSFET 之间的相移都固定为 180°。为了在宽功率和电压范围内实现性能，开发了 DPS，特别是为了维持 ZVS 并限制中等负载下的
开关电流。在 DPS 中，桥臂之间的相移不一定固定为 180°，但对于 C1 和 C2 来说是相同的。在TPS中，
SPS控制方式
SPS 是容易实施的控制方法。当然，与 DPS 甚至 TPS 相比，也有缺点，但所有 MOSFET 的效率和 ZVS 不在此列表中。因此，SPS 至少对于充电器应用来说是一个合理的选择。
如上所述，漏感是一个关键的规格参数。在 DAB 中，漏感（可以通过引入串联匀场
电感器来增加）控制着可用传输功率的限制。
对于 SPS：
L l k = T S W ( 1 ? D ) D V in V on 2 P max _ _ _ _( 1 )
D =相位_位移π _ _ _ _ _ _ _ _( 2 )
其中 D 是值为 0 到 +/-1 的参数，指示 C1-C2 之间从 0° 到 +/-180° 的相移。
值得一提的是，在 (1) 中，如果 L lk、n（变压器匝数比）、V in或 V o 等其他参数保持不变，则 D (1-D) 项实际上控制功率输出。该项在 D=0.5 时化其值，这将使用 (2) 转换为 90° 相移。多于或少于 90° 的相移将导致输出功率降低。如果 D 的符号为负，则意味着负相移，并且意味着功率以相反的方式传播。
理论上，90°C ≤ Dπ ≤ -90°C 就足以控制功率输出及其流量，但实际上，设计时的功率输出为 +/- 60°-70° 相移，限制桥内的无功电流，这会导致不必要的损失。相移越高，无功电流越高，因此电桥中的均方根电流和损耗也越高。
d = nVoVin _ _ _ _ _( 3 )
V o：是输出电压
V in：是输入电压
n: 是变压器匝数比 (Vpr/Vsec)
零电压开关区
在某些条件下运行时，SPS 拓扑为所有 x8 开关提供完全零电压开关。不幸的是，存在关断损耗，但 MOSFET 驱动电路可以有效地将其化。也就是说，95-97% 的设计效率目标是可以实现的。然而，如果 DAB 没有经历 ZVS，这种努力就会受到影响。以下方程描述了在两个电桥中实现 ZVS 所需的相移：
D > d ? 1 2 d+ 2 √ L l k C e q _ i T d( 4 )
D > 1 ? d 2+ 2 d √ L l k C e q _ o T( 5 )
L IK：变压器漏感（或变压器漏感与串联电感器的电感之和，以增加总可用电感）。
C eq_i : 输入桥等效 MOSFET Coss + 变压器寄生电容
C eq_o : 输出桥等效 MOSFET Coss + 变压器寄生电容
T：开关周期
使用 (4)(5)，可以获得类似于图 2 所示的图形。
请注意图 2 中的“ZVS 区域”。方程 (4) 描述了实现 ZVS 的“前导 FB”条件，并标记了图 2 中 d=1 线上方的上边界。式(5)分别为滞后桥ZVS设定了必要条件。选择满足这两个方程的相移意味着在所有开关中都实现了 ZVS。这意味着 D ，因此功率输出，如 (1) 中所述。
此外，当相移较低时，在轻负载情况下，ZVS 操作存在严格的裕度。保持d比率接近1是解决这个问题并维持ZVS的方法。在
电池充电应用中，存在一种恒压模式，直到电池接近充满电时电量下降，从 DAB 获取的电量越来越少。这是此应用程序中的轻负载场景。
表 1 是充电器应用的规格表。如前所述，d（输出与输入电压之比）的值应尽可能接近 1，尤其是在轻负载时，以保持在 ZVS 区域内，因此应相应地选择匝数比。
图 2.SPS 中的 ZVS 区域。图片由博多电力系统提供
当电池电压较高时（即电池组几乎充满电），匝数比应导致 ad=1 值。求解 (1) 可获得 54V 的输出电压，n=8.5。另一方面，当电池以选定的n＝8.5放电(47V)时，则d＝1.14。出于制造原因，终选择n=8。
漏感由式(1)给出，选择相移为60°或Dmax=60°/180°=0.33，则Llk=52uH。实现 ZVS 的功率很大程度上取决于每个全桥桥臂中 MOSFET 的 Coss。采用 (4)(5) 中高压桥（初级绕组）上的桥臂电容为 200pF、低压桥（次级绕组）上的桥电容为 2000pF 的典型情况，要在所有开关中实现 ZVS，功率输出应在 620W 到 1230W 之间当电池电压从 47V 升至 54V 时。
图 3. 变压器磁芯选择和损耗。图片由博多电力系统提供
图 4. 变压器绕组和损耗。图片由博多电力系统提供
磁学设计
现在已知用于建模和选择变压器和/或匀场电感器的所有必要参数。表 1 的参数作为 Frenetic Online 的输入给出，图 4 中的选择正在进行中。铁芯的重要参数（红色标记）是在工程师微调铁氧体磁芯的间隙、初级绕组的匝数等时实时计算的。选择了 ETD59/31/22、C97 材料的磁芯，初级绕组有 0.2mm 间隙和 24 匝。116mT 的磁通密度摆幅和 3.27W 的磁芯损耗是可以接受的。
表 1. 3kW DAB 规格
在图 4 中，选择了变压器绕组。PS（P：初级，S：次级）绕组布置可减少层数，从而实现低接近损耗。两个 24 匝初级绕组（180 股 x 0.071mm 利兹线）在引脚处并联连接，次级绕组（800 股 x 0.1mm 利兹线）以双股方式缠绕在一起。将初级和次级绕组的电流密度保持在 5-7A/mm2 是一个很好的经验法则。AI 工具计算出该变压器配置的漏感为 12.8uH。鉴于需要 52uH 的漏感，可以将 39.2uH 的匀场电感器与变压器串联。对于相同的间隙磁芯，不同的绕组策略（例如两室方法）将具有更多的漏电流。然而，为了保持变压器的总损耗较低，次迭代选择了更保守的方法。请注意标记边缘胶带位置的黄色区域，以将绕组之间的爬电距离保持在 5 毫米。选择 CTI 指数 >600V 的裕度和绝缘（层间）胶带，设计符合增强型
隔离变压器的 IEC61558-1 标准。计算出变压器输出功率3kW时的总损耗为12.4W，在25℃室温环境下热点温度为66℃。选择 CTI 指数 >600V 的裕度和绝缘（层间）胶带，设计符合增强型隔离变压器的 IEC61558-1 标准。计算出变压器输出功率3kW时的总损耗为12.4W，在25℃室温环境下热点温度为66℃。选择 CTI 指数 >600V 的裕度和绝缘（层间）胶带，设计符合增强型隔离变压器的 IEC61558-1 标准。计算出变压器输出功率3kW时的总损耗为12.4W，在25℃室温环境下热点温度为66℃。
结论
本文介绍了双有源电桥的基本理论，旨在设计用于 48V LiFePO4 电池组充电应用的 3kW DAB 变压器。对SPS控制方法进行了分析，重点分析了前桥和后桥的ZVS工作区域。将高充电状态和低充电状态下的电池电压作为输入，以正确选择变压器匝数比。在得出所有必要的规格后，使用 Frenetic Online 来模拟和设计变压器。
