在射频（RF）应用领域，假晶高电子迁移率晶体管（pHEMT）功率放大器凭借其高增益和能够在高开关频率下运行的优势，得到了广泛的应用。然而，由于 pHEMT 属于耗尽型器件，其漏源通道的电阻接近 0 Ω，这一特性虽然赋予了它良好的高频性能，但也带来了一些挑战。如果栅极和漏极偏置时序不正确，漏极沟道的高电导率可能会导致器件烧毁。因此，如何对耗尽型 pHEMT 射频（RF）放大器进行有效偏置，成为了设计中的关键问题。
耗尽型 pHEMT RF 放大器的简化框图中，RF 信号路径从栅极到漏极，交流耦合电容将 RF 信号与漏极和栅极上的直流偏置电压去耦。主电源电压通过电感施加到 FET 晶体管的漏极。当栅极电压等于 0 V 时，漏源电阻接近 0 Ω，所以要操作这种器件，必须对栅极施加负电压。
需要注意的是，两个电源不能同时开启。在栅极偏置电压之前施加漏极偏置电压会导致漏极电流突然增加，从而很快烧毁器件。因此，必须首先施加负栅极偏置电压来夹断沟道。开启和关闭放大器时，应遵循特定的步骤。在实际操作中，如果知道正常工作的终栅极电压，也可以跳过夹断步骤，直接施加该电压。
使用开关稳压器、低压差（LDO）稳压器和负载开关来产生漏极电压，栅极电压由 ADP5600 产生，该器件包含电压逆变器和 LDO 稳压器。漏极电流由负电压 LDO 稳压器的反馈电阻设置。为确保安全的电源时序，开关稳压器的使能（EN）引脚与负电压发生器的电源良好（PGOOD）信号相连，以保证负栅极电压始终出现在漏极电压之前。
这种方法的优点是漏极电流将根据 RF 输入功率和 RF 输出功率的变化而增加或减少，功耗随 RF 输出电平动态变化。然而，其主要缺点是没有考虑 RF 放大器 VGATE 与 IDRAIN 关系的器件间差异。漏极电流的器件间差异可能很大，导致每个电路具有不同的漏极电流，进而影响压缩（OP1dB）和三阶交调失真（OIP3），增益也会受到一定程度的影响。
有源偏置控制则是通过测量漏极电流并改变栅极电压来调节漏极电流，使该电流即使在不同的 RF 输入条件下也能保持固定。由 LT8608 降压稳压器和 HMC920 有源偏置控制器组成的电路就是典型的有源偏置控制方案。HMC920 内部的高电压、高电流线性稳压器可产生 3 V 至 15 V 的正电压和高达 500 mA 的电流。
为设置功率放大器所需的漏极电压，需要使用公式调整 LDO 稳压器的反馈电阻。内部电荷泵产生负电压 VGATE，通过读取 RSENSE 处的电压，控制器检测漏极电流并改变 VGATE 处的电压。当开启 HMC920 时，遵循正确的电源时序，以确保耗尽型放大器安全运行。它还具有过流和欠流报警、短路保护、功率折返等安全特性。
这种方法产生低噪声漏极和栅极电压并安全控制其时序，这些电压不会降低 RF 放大器的额定性能，器件间的性能差异会更小，因为每个器件都以相同的漏极电流运行。但缺点是漏极电流是固定的，不随 RF 功率水平而变化。在决定固定漏极电流水平时应谨慎考虑，它必须足够高才能支持所需的输出功率水平，但又不能过高以至于导致电流浪费。
RF 放大器 RF 输出端的杂散和噪声水平取决于 HMC920 的输出噪声和杂散，以及放大器的电源调制比（PSMR）。开关稳压器（LT8608）输入端以及 VDRAIN 和 V_GATE 输出端口的 PSRR 曲线，以及 VGATE 和 VDRAIN 电压的输出频谱等参数，可为评估电源管理电路对 RF 放大器性能的影响提供依据。电源管理电路的输出噪声和杂散必须低于允许水平，以确保放大器的性能不会因电源管理电路而降低。
除了使用 HMC920 的内部负电压发生器生成负栅极电压，也可以使用外部负电源。ADP5600 可作为产生栅极电压的负电源。与使用内部负电压发生器相比，使用外部负电源的结果是噪声系数略低且增益略高。但该模式下的实际噪声性能仍然取决于所用外部负电压发生器所产生的输出噪声。从频谱图中可以看出，在外部 VNEG 模式下使用 HMC920 也会产生噪声杂散，但这些杂散仍低于允许电压纹波限值。要利用此模式，必须将 VNEGFB 引脚短接至地以禁用负电压发生器的反馈控制。
耗尽型 GaAs 放大器因其宽带宽和高动态范围而在 RF 应用中广泛使用，但需要负偏置电压，并且必须小心控制其电源时序。固定的负栅极电压偏置方法可使电流消耗动态变化，但存在器件间性能差异大的问题。而采用固定漏极电流的有源偏置控制方法，能产生低噪声漏极和栅极电压并安全控制其时序，降低器件间的性能差异。虽然可以使用外部负电源代替 HMC920 的内部负电压发生器，但对噪声的改善作用微乎其微。在实际应用中，应根据具体需求和性能要求，权衡不同偏置方法的优缺点，以选择合适的解决方案。
