在本文中，我们将更全面地研究电感负载 A 类
放大器。让我们从图 1 中的基本感性负载共发射极配置开始我们的研究。
感性负载共发射极放大器的电路图。
图 1.感性负载共发射极放大器的简单版本。
您可能已经注意到，图 1 看起来与我们上次介绍的感性负载 PA 有点不同。与该版本的放大器不同（我们将在本文稍后讨论），该电路缺少匹配网络。在其他方面，该电路非常相似：
电感器( L 1 )足够大，可以在工作频率下充当交流开路。我们将这种电感器称为“射频扼流圈”(RFC)。
隔直
电容器( C 1 )足够大，足以在工作频率下短路。
功率被传送到负载电阻（R L）。
电压摆幅和电源电压
上述电路的一个有趣的特点是节点A处的电压（V A，或集电极电压）可以超过电源电压（V CC）。这是一个有用的特性：通过较大的电压摆幅，PA 可以更轻松地提供其功能所需的高功率水平。换句话说，电感负载电路可以在给定的电压摆幅下实现较低的电源电压。
但感性负载级如何提供大于其电源电压的电压摆幅呢？一种可能的解释是，节点A处的直流电压等于V CC，因为电感在直流时短路。RFC仅承载直流电流，其值由连接到晶体管基极的偏置电路决定（图中未示出）。由于没有交流电流可以流过电感器，因此晶体管的交流电流仅流过R L。
图 2 显示了两种交流等效电路模型：一种是晶体管吸收交流电流i c，另一种是晶体管提供相同的交流电流。
示例放大器的两个等效电路模型。 在一种模型中，晶体管吸收交流电流。 另一方面，它提供相同的电流。
图 2.感性负载共发射极放大器的两个等效电路模型。在图 2(a) 中，放大器的晶体管吸收交流电流。在图 2(b) 中，晶体管提供交流电流。
在图2(a)中，节点B的交流电压为-R L i c。当C 1短路时，节点A处的交流电压也为–R L i c。当我们考虑直流和交流分量时，我们观察到节点A处的总电压从V CC变为较小的值V CC – R L i c。
在图 2(b) 中，晶体管提供交流电流i c ，并且在节点A处出现正交流电压。在这种情况下，节点A处的总电压从V CC变为V CC + R L i c的较大值。由此可见集电极电压可以超过V CC。
达到相同结果的另一种方法是考虑电容器C 1两端的直流电压。在没有交流信号的情况下，图 3 中的节点A和B分别处于V CC和 0 V。因此，电容器两端的直流电压为V CC，极性如图 3 所示。
感性负载共发射极放大器的电路图。 电容器的极性发生变化。
图 3.通用感性负载共发射极放大器。注意 C 1两侧的极性。
当晶体管提供交流电流i c时，节点B处出现正交流电压 R L i c。考虑到电容器的直流电压，我们观察到节点A处的总电压为V CC + R L i c。类似地，当晶体管吸收i c的交流电流时，节点A处的总电压下降至V CC – R L i c。
找到电压摆幅
假设晶体管的偏置电流为I CQ，这也是电感器提供的直流电流。当总集电极电流几乎为零（晶体管几乎截止）时，晶体管可以向负载提供交流电流。这需要提供i c,max = I CQ的交流电流，如图 4(a) 所示。
使用i c,max = I CQ ，我们发现节点A处的电压为V CC + R L I CQ。为了获得对称摆幅，晶体管还应该吸收i c,max = I CQ。这导致节点A处的电压为V CC – R L I CQ，如图 4(b) 所示。
找出示例放大器的和电压。
图 4.查找电压 (a) 和电压 (b)。
另一方面，假设晶体管的饱和电压为零（V CE(sat) = 0），则集电极电压为 0 V。因此，我们得到：
V C C ? R L I C Q =0? I C Q = V C C R L
等式 1。
根据上式选择偏置电流可确保输出端具有对称摆幅。图 4 还显示了两种极端情况下晶体管承载的电流范围。正如我们所看到的，晶体管电流可以从 0 变化到 2 I CQ。
总而言之，集电极电压从 0 到 2 V CC，集电极电流从 0 到 2 I CQ。此分析有助于我们根据电压和电流限制选择合适的晶体管。
计算功率效率
输送到负载的功率可计算如下：
PL ,值= 1 2 _ _ _ R L i 2 c ,_ _ = 1 2 × R L × ( V C C R L ) 2 = V 2 C C 2 R L
等式2。
上一篇文章中讨论的电阻负载共发射极级向负载提供了大量不需要的直流功率。由于使用了隔直电容器，感性负载电路仅向负载提供交流电源。这显着提高了效率，我们很快就会看到。
电源电压提供的平均交流功率为：
P c c = V C C I C Q = V C C × V C C R L = V 2 C C R L
等式 3。
我们现在可以使用公式 2 和 3 来计算放大器的效率：
η = 提供给负载的交流电源电源提供的电源 = V 2 C C / 2 R L V 2 C C / R L = 50 %
等式 4。
该放大器的效率为 50%，这意味着电源必须提供 2 W 的功率才能向负载提供 1 W 的功率。剩余的 1 W 损耗在晶体管中。与效率仅为 25% 的电阻负载级相比，这是一个重大改进。
然而，实际上，感性负载 PA 的可实现效率可能远低于 50%。图 5 说明了效率如何随信号幅度变化 - 正如我们所看到的，仅当信号摆幅时效率才为 50%。
图 5 还显示了与该电路相关的三个功率项如何随集电极交流电流的幅度变化。这三个术语是：
P cc：供电。
P L：负载功率。
P Tran：晶体管功率。
绘制了三个功率项和功率效率与集电极电流的关系。
图 5.电源功率（蓝色）、负载功率（红色）、晶体管功率（绿色）和功率效率（青色）与集电极电流的关系图。
正如预期的那样，电源提供的功率 ( P cc ) 是恒定的。该功率在负载 ( PL )或晶体管 ( P Tran ) 中耗散。当负载功率增加时，晶体管中消耗的功率相应下降。在没有交流信号的情况下，向负载传输的功率为零，因此晶体管消耗了电源提供的所有功率。
随着信号幅度的增加，晶体管中消耗的功率越来越接近其值。由此我们可以看出，当没有施加交流信号时，A 类放大器中使用的晶体管承受的应力。考虑到这一点，让我们继续讨论不同版本的电感负载共发射极级。
需要一个匹配网络
我们对感性负载A类
功率放大器的讨论实际上是在上一篇文章中开始的。让我们回顾一下该文章结论部分中的一些相关要点：
实现输出功率需要R L和晶体管偏置点之间的特定关系。本文的公式 1 以及上一篇文章的公式 3 和公式 4 描述了这种关系。
如果给定的负载电阻不满足上述条件，我们可以使用匹配网络将实际负载（R L）转换为负载（R eq），如图6所示。
匹配网络几乎总是使用电抗组件来实现。结果，传递到匹配网络输入的功率在R L中耗散。
包含匹配网络的感性负载共发射极放大器的电路图。
图 6.包含匹配网络的感性负载共发射极放大器。
实现匹配网络的一种常见方法是使用
变压器，如图 7 所示。
包含变压器的感性负载共发射极 PA 的示意图。
图 7.使用变压器作为匹配网络的感性负载共发射极放大器。
在上图中，我们有：
Re q = ( N 1 N 2 _ ) 2右左
等式 5。
其中N 1和N 2是匝数，表示变压器每侧的绕组数。通过使用适当的匝数比，我们可以根据需要使集电极处的负载电阻R L显得更大或更小。
下面的示例受到 B. Razavi 的“ RF MicroElectronics ”问题的启发，应该可以帮助您更好地理解变压器如何改变功率晶体管的电压和电流要求。
