在电子设备的运行中，AC - DC 电源发挥着至关重要的作用。合理的 AC - DC 电源设计能够为设备提供稳定、高效的电能。以下将对一款 AC - DC 电源的设计进行详细阐述。
此电源的输入电压为 50Hz、85~265Vac 的交流电压，需先整流为直流再进行变换。常见的方法是采用整流桥整流，50Hz 交流电压经全波整流后变为脉动直流电压，再通过输入滤波电容得到直流高压。
- 整流桥的选择：整流桥的主要参数包含反向峰值电压 VRM (V)、正向压降 VF (V)、平均整流电流 IF (A)、正向峰值浪涌电流 IFSM (A)、反向漏电流 IRM (μA)。为确保整流桥正常工作，其反向击穿电压 VRM 应满足 VRM > 1.25 * 1.4Vinmax，即 1.25 * 1.4 * 265 = 450V，所以应选择耐压 600V 的整流桥。整流桥额定的有效值电流 IF 应当使 IF ≥ 3IRMS，通过公式 IRMS = Is = P / η / Vs（其中 P 为功率，η 为效率，Vs 为电压）计算，假设功率 P = 2.5W，效率 η = 0.75，在电压时 Vs = 85 * 1.3 = 110V，可得 IRMS = 2.5 / 0.75 / 110 = 30.3mA，实际选用 1A、600V 的整流桥，以预留一定余量。
- 输入滤波电容器的选择：铝电解电容器的浪涌电压计算有一定规则，当工作电压高于 160V 时，以额定工作电压 + 50V 作为浪涌电压，这是生产厂家保证的短时间可承受电压。若电容器长时间处于浪涌电压，电流过大可能导致爆开。因此，铝电容器应选用额定电压稍高的，实际工作电压为标称额定电压的 70~80% 为宜，故选用额定电压值为 400V 的铝电解电容。考虑到模块电源体积限制，在 85~265Vac 的输入范围内，前级储能铝电解电容的容值一般选取 2 倍于输出功率的值，即 2.5 * 2 = 5，综合考虑，铝电解电容取值以 4.7μF / 400V 为宜。
- 磁芯选择：鉴于输出功率仅 2.5W 较小，且受模块电源体积限制，选择截面积足够而体积尽可能小的 EPC13（Ae = 12.5mm2）的铁氧体磁芯来完成功率转换。
- 导通时间 ton 计算：原边绕组开关管的导通时间在输出电压和负载时出现。设占空比 D = ton / Ts = 0.45，开关频率 f = 66kHz，则 Ts = 1 /f = 1 * 10? / 66 * 103 = 15.2μs，ton = D * Ts = 0.45 * 15.2 = 6.84μs。
- 直流输入电压计算：设电源在电压时输出负载，对于单项交流整流用电容滤波，直流电压在交流电压有效值的 1.2 - 1.4 倍之间，现取 1.3 倍，即 Vs = 85 * 1.3 = 110V。
- 磁通密度值选择：已知 EPC13 的中心柱磁路有效面积 Ae = 12.5mm2，饱和磁感应强度在 100℃时是 390mT，取 65% 的饱和值，即△Bac = 390 * 0.65 = 250mT。
- 原边匝数计算：根据变压器输入电压为方波时，一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系 Np = Vs * ton / (△Bac * Ae)，可得 Np = 110 * 6.84 / (0.25 * 12.5) = 240 匝。
- 副边匝数计算：输出电压为 5V，整流管压降 0.5V，则副边绕组对应电压值 Vo = 5 + 0.5 = 5.5V。原、副边绕组匝比为 Vs * D /【Vo * (1 - D)】= 110 * 0.45 /【5.5 * (1 - 0.45)】= 16.36，副边匝数 Ns = 240 / 16.36 = 14.7 匝，取整数 15 匝。
- 自供电绕组的匝数：根据 VIOer12A 芯片资料，自供电电压取值为 11V 左右为宜，计算可得 Vf = 15 * (11 + 0.7) / (5 + 0.5) = 31.9 匝，取整数 32 匝。
- 实际占空比及 ton 的计算：副边匝数取整数 15 后，实际占空比为 0.44，ton = 15.2 * 0.44 = 6.69μs。
- 原边电感量的计算：设计电源工作在连续模式，可降低开关管、线路损耗，减轻输入输出电容工作应力。由能量守恒 1 / 2 * (Ip1 + Ip2) * D * Vs = P / η，令 Ip2 = 3Ip1，可求出变换器的原边电流。已知电源效率为 75%，电源全周期 Ts 的平均输入电流 Is = P / Vs = 2.5 / 0.75 / 110 = 30.3mA，则 ton 时间内的电流 Im = △Ip = Is * Ts /ton = 30.3 * 15.2 / 6.69 = 68.84mA，Ip1 = Im / 2 = 68.84 / 2 = 34.42mA，Ip2 = 3Ip1 = 3 * 34.42 = 103.26mA，△Ip = Ip2 - Ip1 = 103.26 - 34.42 = 68.84mA，此电流等于 ton 时间内的电流变化量△i，原边电感量 Lp = Vs * ton / △i = 110 * 6.69 / 68.84 = 10.6mH。
- 线径的取值：设导线的电流密度为 15A/m2，原边电流 Im = 68.84mA，副边电流 Io = 500mA，自供电绕组电流约几十个 mA。经计算，0.08mm 铜线可走电流 75mA，0.27mm 铜线可走电流 860mA，0.15mm 铜线可走电流 260mA，所以变压器 Np、Ns、Nf 三个绕组的线径分别取 0.08mm、0.27mm、0.15mm。
此电源输出电压为 5V dc，需先将变压器变换过来的低压方波整流成直流，再用铝电解电容储能滤波。由于整流工作频率等于功率开关管的开关频率，必须使用具有快速恢复功能的肖特基整流二极管作为输出整流二极管。输出整流二极管的标称电流 (IF) 值应为输出直流电流额定值 (Io) 的 3 倍以上，即 IF1 > 3Io，大于 1.5A。整流管的反向耐压值计算为输入电压的值 / 匝比 = 265 * 1.3 / 16.36 = 25.8V，依据此原则，输出整流二极管采用 2A / 40V 的肖特基二极管为宜，反向耐压选择稍高有利于降低整流管上的损耗。整流部分使用的铝电解电容不但容量要大，还要有较低的交流电阻，以滤除电流中的高频交流电成分，同时要考虑封装体积不能过大，所以选用标称值 330μF / 10V 的铝电解电容。为降低输出纹波，在电源输出端还要增加 LC 滤波单元，L 取 10μH 左右的Ф4 * 7 的小工字电感，C 取 100μF / 10V 的铝电解电容。
控制反馈电路采用‘电压基准源 TL431 + 光电耦合器 P521’组合作为参考、隔离、取样。它能将输出电压变化控制在 ±1% 以内。反馈电压由输出端取样，输出电压 Vo 通过分压电阻 R63、R64 获得取样电压后，与 TL431 中的 2.5V 基准电压进行比较并输出误差电压，然后通过光电耦合器改变 VIPer12A 芯片的控制端电流 IFB，再通过改变 PWM 宽度来调节输出电压 Vo，使其保持不变。光电耦合器的另一作用是对原、副边进行隔离。自供电绕组的输出电压经 D31、C32 整流滤波后，可给光电耦合器中的三极管提供电压。调整控制反馈单元的任务是确定 R61、R62、R63 及 R64 的值。从 VIPer12A 的技术手册可知 IFB 的典型电流应在 3mA，PWM 会线性变化，因此光电耦合器 P521 三极管的电流 Ice 也应在 3mA 左右，而 Ice 受二极管电流 If 控制，通过光电耦合器 P521 的 Vce 与 If 的关系曲线可确定光电耦合器 P521 二极管正向电流 If 约为 5mA。从 TL431 的技术参数知，Vka 在 2.5V - 37V 变化时，Ik 可在 1mA 到 100mA 范围内变化，一般选 20mA 即可，既保证稳定工作，又能提供一部分死负载。先取 R64 = 10kΩ，根据 Vo = (1 + R63 / R64) Vr（Vr = 2.50V）可算出 R63 = (Vo / Vr - 1) * R64 = (5 / 2.5 - 1) * 10kΩ = 10kΩ。先取 R61 = 430Ω，则其上压降 Vr1 = If * R61 = 5 * 430 = 2.2V，由光电耦合器 P521 技术手册知其二极管正向压降 Vf 典型值为 1.1V，则 R62 上压降 Vr3 = Vr1 + Vf = 2.2 + 1.1 = 3.3V，又知流过 R62 的电流 Ir3 = Ik - If，因此 R62 = Vr3 / Ir3 = (Vr1 + Vf) / (Ik - If) = 3.3 / (20 - 5) = 220Ω。终得出 R61 = 430Ω、R62 = 220Ω、R63 = 10KΩ、R64 = 10KΩ。
