由于许多模拟和数字电路可以用作方波振荡器，因此我们的目标是涵盖这两种类型;但是，在本文中，我们将讨论模拟振荡器的设计，介绍它们的工作原理，并回顾它们的优缺点。
　　使用非稳态多谐振荡器的运算放大器方波发生器我们将研究的个电路是称为非稳态多谐振荡器的单个运算放大器电路，如图 1 所示。

　　用于产生方波的单个运算放大器非稳态多谐振荡器。

　图 1. 用于产生方波的单个运算放大器非稳态多谐振荡器。

　　如果您暂时忽略来自输出的 RC 反馈，则 V外，设置为负输入 Vc，您可能会将此电路的其余部分识别为具有磁滞的 Schmitt 触发器。施密特触发器具有正反馈，并且只有两个稳定的工作点 （V外= VDD 系列或 V外= V不锈钢).正如我们将要解释的，非稳态多谐振荡器配置依赖于这种正反馈和磁滞。
　　电路启动时，我们有一个电容器 （C） 完全放电到地面。由于任何放大器的输入之间都存在内部偏移，因此正反馈将确保输出被驱动到两种稳定状态之一（取决于内部偏移是正还是负）。
　　现在，我们假设 V外被驱动到正轨 （VDD 系列） 的 URL 中。此时，Vc将开始通过电阻器 R 充电3，电压为 Vp可以使用电阻分压器方程计算：
　　$$ V_{p1} = V_{OUT}\frac{R_1}{R_1+R_2}= V_{DD}\frac{R_1}{R_1+R_2}$$从这里开始，Vc将继续充电，直到它变得略大于 V 处的阈值电压p.此时，V外将下拉至负轨 （V不锈钢） 和 Vc将开始放电。
　　使用 V 的新值外等于 V不锈钢，我们还有一个新的 threshold voltage：
　　$$ V_{p2} = V_{OUT}\frac{R_1}{R_1+R_2}= V_{SS}\frac{R_1}{R_1+R_2}$$接下来，Vc将继续放电，直到它低于 V 处的电压p.然后，输出将被驱动回正电源轨 VDD 系列.这个过程将周期性地继续，从而在运算放大器的输出端产生方波。
　　运算放大器方波仿真：电压波形和频率
　　对于图 1 的电路，我们插入一些元件值和仿真性能：
　　R1= R2= 10 kΩ
　　R3= 1 kΩ
　　C = 1 uF
　　VDD 系列= +5 伏

　　V不锈钢= -5 伏

　在图 2 中，我们绘制了 V 的电压波形c、V外和 Vp.

　　运算放大器非稳态多谐振荡器方波振荡器仿真。顶部：VOUT（绿色）。底部：Vc（蓝色）和 Vp（红色）图 2. 运算放大器非稳态多谐振荡器方波振荡器仿真。 顶部：V外（绿色）。底部：Vc（蓝色）和 Vp（红色）正如我们所看到的，Vc充电和放电到前面由 R 之间的电阻分压器定义的跳变点1和 R2和电源电压。跳闸点 V高和 V低定义为：
　　$$ V_{高} = V_{p1}= 5（\frac{10 \text{ k}}{10 \text{ k} + 10 \text{ k}}） = 2.5 \text{ V}$$$$ V_{低} = V_{p2}= -5（\frac{10 \text{ k}}{10 \text{ k} + 10 \text{ k}}） = -2.5 \text{ V}$$图 2 中的波形频率为 451 Hz。它由 R 的 RC 时间常数定义3图 1 中的 C 需要在 V 之间对电容器进行充电和放电高和 V低.
　　为了准确计算电路的元件频率，我们必须利用 RC 电路的充电/放电方程。充电方程的一般形式为：
　　$$V（t）=V_{max}+（V_{initial} -V_{max}）e^{\frac{-t}{\tau}}$$求解此方程中的 t，我们得到：
　　$$t=-\tau \cdot ln（\frac{V_{max}-V（t）}{V_{max}-V_{initial}}）$$现在，如果我们假设从 V 充电的时间低到 V高，带 V麦克斯= VDD 系列，并将 charge 和 discharge 的考虑时间加倍，我们得到 output period：
　　$$T = 2t = -2 \tau \cdot ln（\frac{V_{DD}-V_{up}}{V_{DD}-V_{low}}） = - 2RC \cdot ln（\frac{V_{DD}（1-\frac{R_1}{R_1 + R_2}）}{V_{DD}-V_{SS} \frac{R_1}{R_1+R_2}}）$$该方程表明 RC 时间常数占主导地位，而 R 的值1和 R2与 period 的关系较弱，因为它们改变了 capacitor 必须充电和放电的 trip points。
　　如果我们代入 R 的值1、 R2、 R3和 C 的周期为 455 Hz，这与模拟的 451 Hz 频率几乎匹配。
　　该电路简单、有效，并支持低频和高频，受开关事件期间驱动输出的运算放大器的转换速率的限制。缺点是 output swing 不能变小，从而对频率设置了硬性限制，因为 output 必须在 rail/轨之间摆动。
　　使用从地 （0 V） 摆动至 V 的单个电源运算放大器构建此电路DD 系列、接地节点连接到电容器和电阻器 R1必须更改为中间电压 — 通常为 $$\frac{V_{DD}}{2}$$。
　　使用 BJT 的基于晶体管的方波振荡器
　　非稳态多谐振荡器也可以用分立晶体管代替运算放大器制成。图 3 显示了使用双极结型晶体管 （BJT） 的示例。

　　基于 BJT 的非稳态多谐振荡器，用于方波生成。

 　图 3. 基于 BJT 的非稳态多谐振荡器，用于方波生成。

　　该电路启动后，一个晶体管（假设 Q2）将进入“截止”区域，在那里它不传导电流。这将导致集电极节点（Q2 的顶部）充电至 VDD 系列.
　　同时，Q1 将饱和，从而传导电流。这将导致 C1连接到 Q2 的底座以通过 R 充电3直到 Q2 被推入饱和。被推至饱和时，C 右侧的急剧电压降2在 Q1 的底部产生严重的负反应，将其推向截止。
　　这种推挽行为连续发生，在 Q1 和 Q2 的集电极上产生输出电压波形。输出是相同频率但相位相反的方波。由于 Q1 和 Q2 的基数通过 R 的 RC 电路进行充电/放电3使用 C1和 R2使用 C2，我们可以分别将生成器的输出周期定义为：
　　$$T=t_1+t_2$$
　　$$t_1=0.69R_3C_1$$
　　$$t_2=0.69R_2C_2$$

　　在瞬态波形中，t1是集电极 Q1 处输出的脉冲宽度，而 t2是集电极 Q2 处的脉冲宽度。从方程式中可以看出，t1不必等于 t2，因此我们可以创建可变占空比的矩形波形。

　　图 4 的仿真结果演示了这种行为。对于此仿真，我们将电路设计为具有 50% 的占空比，其中 t1= 吨2.

　　双极晶体管非稳态多谐振荡器输出，具有对称输出。
　　图 4. 双极晶体管非稳态多谐振荡器输出，具有对称输出。
　　此模拟的元件值为：
　　R1= R4= 1 kΩ
　　R2= R3= 100 kΩ
　　C1= C2= 10 nF
　　BJT 是标准的 2N2222 NPN。因此，我们从基本方程中预期的时间常数为：
　　$$t_1 = t_2 = 0.69RC = 0.69（100 \text{ k}\Omega）（10 \text{ nF}） = 690 \text{ } \mu s $$我们仿真的测量结果为 681 μs，接近我们的设计值 690 μs。
　　我们还可以将此设计更改为具有非对称性能。如果我们将 R 的电阻减半2设置为 50 kΩ，我们可以将 t 的周期更改为 t2到 345 我们。更改后该电路的仿真结果如图 5 所示。

　　双极晶体管非稳态多谐振荡器输出，具有非对称输出。

　　图 5. 双极晶体管非稳态多谐振荡器输出，具有非对称输出。

　　从图 5 中，我们可以看到创建具有易于调整的占空比的非对称输出矩形波的能力。仿真结果为 t1= 681 μs 和 t2= 335 μs，这再次接近我们的设计方程预测的值。
　　总体而言，与运算放大器振荡器相比，基于 BJT 的非稳态多谐振荡器具有更大的灵活性。虽然结构稍微复杂一些，但它不需要负电源，并且同时产生输出及其补码。它还能够形成可变频率和占空比的通用矩形波，而不是可变频率的纯方波。