电压逆变器设计理念转变为 1 MHz VFC ”。参见图2。

　　图 2修改后的电压逆变器变为节能的 1 MHz VFC。
　　图 2 电路的一个有趣的特点是，尽管它被描述为电压频率转换器，但它也可以准确地称为电流频率转换器。这是因为输入电流=Vin/R1对C3 充电，使得跨导放大器Q1、Q2 通过电荷泵振荡器完成反馈环路。环路不断调节 Fpump 以平衡泵电流，使其与输入电流大小相等且方向相反，
　　I 泵 = 5*C2*F 泵 = Iin
　　Fpump = Iin / (5 C2 R1) = Iin / (5*100pF) = 2 kHz/?A

　　这使得一些异常简单且经济的传感器接口拓扑成为可能，如图 3所示。

　　图 3八个热敏电阻可以共享一个激励电阻。
　　典型的 NTC 热敏电阻数据表（例如 Molex 2152723605）用四个参数总结了其特性，如 2152723605 表中的参数（如括号中所示）。
　　To = 额定/校准温度 (25°C = 298.15K) (1)
　　Ro = To 处的电阻 (10k+/-1%) (2)
　　b = β (3892K) (3)
　　耗散（自热）系数 (1.5 mW/°C) (4)
　　然后，热敏电阻 ( Rt ) 电阻 (Rt) 作为开尔文温度 ( T )的函数可通过以下公式预测：
　　Rt = Ro exp (b(T -1 – 至-1 )) (5)
　　选择激励电阻器 R1 的值需要估计任何热敏电阻预期浸入的温度 (Tmax)，从而估算要读取的电阻。然后我们算出
　　Rx = Ro exp (b(Tmax -1 – 至-1 )) (6)
　　R1 = 10k – Rx (7)
　　如果计算 #7 要求 R1 < 0，那么 R1 当然可以被省略。以Tmax = 100 o C和 2152723605 数据表中的数字为例， Rx = 725，R1 = 10000 – 725 = 9275，接近的标准 1% 值为9310。
　　要读取的热敏电阻的寻址是通过通用输出线 GP0-2 上的三位二进制 U2 地址通过连接的微控制器的输出来完成的。然后，连接到输入 CTPin 的微控制器内部计数器定时器外设将被启用，以累积 VFC 脉冲 2 16 ?s = 65.536 ms。调用累加的16位整数ADC。然后，再次假设纸张编号为 2152723605，则计算所获取的温度将如下进行：
　　X = ADC/2 16 = 10k / (R1 + Rt)
　　X*(R1 + Rt) = 10k
　　Rt = 10k/X – R1 = 10k/X – 9310
　　T = ( Ln (Rt/Rx)/b + Tmax -1 ) -1
　　o K = ( Ln (Rt/725))/3892 + 0.002680) -1
　　C = K – 273.15
　　这些转换本质上是辐射测量的，因此对 5V 轨噪声和容差不敏感，并且集成，使其具有高度的抗噪声能力。对于 2 降压 ADC 来说，这些功能都不错。
　　多路复用器 U2 的误差贡献（Ron 和 Roff）分别较小（约 60 欧姆）和较大（约 100 兆欧），足以不成为重要因素。