模拟 IQ 调制器（用于发射器）和 IQ 解调器（用于接收器）已经使用了几十年（[1] 到 [3]）。
    近推出了新的 A/D 和 D/A 转换器，可以直接对 1 到 4 GHz 的 IF 进行采样；在第 2、第 3 和第 4 奈奎斯特区（[4] 至 [7]）中采样。这些与更高速的数字逻辑相结合，允许以数字方式完成组合（对于 A/D）和分离（对于 D/A）（[8] 至 [21]）。这在图 1(a)（对于调制器）和图 1(b)（对于解调器）中进行了说明，数据转换器（DAC 或 ADC）位于“D”位置。

    图 1(a)。 调制器
    图 1(b)。解调器
    另一方面，集成模拟 I、Q 组合器和分离器在 I 和 Q 路径之间具有非常好的匹配，解决了一些反对模拟执行这些过程的问题。模拟技术还需要两倍于中频直接采样的数据转换器（A/D 或 D/A），但它们以较低的采样率运行；因此它们更便宜并且需要更少的功率。这在图 1(a)（对于调制器）和图 1(b)（对于解调器）中进行了说明，数据转换器（DAC 或 ADC）位于“A”位置。
    笔者开始思考这个问题。他在几个 LinkedIn 群组中征求意见，并获得了有价值的答案。经致谢者同意，现致谢如下。他还找到了关于这些功能的现代集成电路 (IC) 属性的所有信息，以及为这些 IC 确定的任何性能要求的结果。由此，他试图得出任何可以得出的一般性结论来回答这个问题；“IQ 调制和解调应该模拟还是数字方式完成？”
    模拟智商方法
    模拟 IQ 方法已经存在了几十年（[1] 到 [3]）。任何 IF 或 RF 信号都可以表示为
    R(t) = I(t)cos(2πft) +Q(t)sin(2πft)
    其中 f 是载波频率，I(t) 称为同相分量，Q(t) 称为正交分量。模拟 IQ 调制器采用基带信号 I(t) 和 Q(t) 并形成 R(t)。如图 1(a) 所示，DAC 位于位置 A。模拟 IQ 解调器将输入 R(t)，并形成 I(t) 和 Q(t)。如图 1(b) 所示，DAC 位于位置 A。
    模拟方法的一个关键问题是保持两条路径的增益相同，相位差恰好为 90?。有时会因为这些要求而忽略两个低通滤波器。对于具有显着信号能量的所有频率，它们应该增益和相位匹配。这些要求的更的量化，以及与它们的偏差造成的损害，将在后面的文章中显示。
    数字智商方法
    高速数据转换器（DAC 和 ADC）的发展使人们通过数字方式实现 IQ 调制器和解调器功能来避免模拟 IQ 方法部分中讨论的 IQ 不平衡问题，其中增益和相位可以在没有错误（[5]、[8] 到 [21]）。对于调制器情况，输出端有一个高速 DAC，如图 1(a) 所示，DAC 位于位置 D。对于解调器情况，输入端有一个高速 ADC，如图 1(a) 所示图 1(b) 中 ADC 在位置 B。
    通常，这些数字方法利用混叠效应，使用所谓的带通采样（[22] 至 [24]。[24A]，[24B]）。图 2(a) 显示了及时采样的波形。图 2(b) 显示了未采样和采样信号的频谱。ADC 的采样时钟执行与 RF 混频器中的本地振荡器相同的功能。对于 ADC，模拟滤波器只能允许一个奈奎斯特区中的信号通过，并且这种混频操作可用于将该奈奎斯特区中的信号下变频至基带。

    图 2(a)。时域采样
    图 2(b)。未采样和采样信号的频谱
    对于 DAC，可以及时对输出进行整形，以提高更高频率下的性能。

    图 3(a) 显示了“正常”或“不归零”(NRZ) DAC 输出。在每个样本之后，输出保持不变，直到下一个样本。模拟频谱如图 3(b) 所示。
    图 3(a)。时域采样
    图 3(b)。

    图 4(a) 显示了“归零”(RZ) DAC 输出。每次采样后，输出在半个采样周期内保持不变，然后变为零。这会增加第二奈奎斯特区的幅度，如图 4(b) 所示。
    图 4(a)。时域采样
    图 4(b)。

    图 5(a) 显示了“混合”或“RF”DAC 输出。在每个样本之后，输出在半个样本周期内保持不变，然后变为负值。这与使用本地振荡器波形的两个极性的混频器的操作相同。如图 5(b) 所示，模拟频谱在第二奈奎斯特区具有更大的振幅。通过上述任何方法创建波形后，必须使用低通或带通滤波器滤除所需频率，以消除可能存在的任何不需要的混叠和杂散响应。

    图 5(a)。时域采样
    图 5(b)。
    数字方法避免了正交失衡的任何问题。然而，由于量化和采样效应，所有数据转换器都有自己的不良影响。其中一些效果将在下一篇文章中展示。与模拟 IQ 网络相比，这些高速数据转换器的成本和功率要求通常也很高。