所有热风速计的工作原理都是通过测量加热传感器和周围空气之间的热阻抗（ Z ）来推断风速：
　　Z=T/P（1）
　　其中P是传感器消耗的功率，T是传感器与环境之间的温差。
　　两种基本方案可以实现此目的。
　　保持 P 恒定并测量由此产生的温差 T
　　保持 T 恒定并测量所需的功率 P
　　在“达林顿气流传感器和 VFC 的非线性相互补偿”中可以找到恒定功率类型的示例……
　　…恒温类型的示例可在“带有恒温达林顿对的线性化便携式风速计”中找到……
　　…如图1所示。

　　图 1 的风速计很不寻常，因为它将传感器晶体管融合到直接 PFC（电源频率转换器）环路中。

　　图 1带有直接功率到频率转换的恒温风速计。
　　要理解图 1 电路的工作原理，请考虑零气流的情况。使用 ZERO 微调器 R2 来设置 Q1 和环境参考 Q2 的静态基极偏置电流。通过适当的调整，Q1 在静止空气中的温度上升（~50°C）是由集电极功率耗散引起的，会降低 Q1 的 VBE（降低 ~2 mV/°C）至等于或略低于 Q2 的 VBE。然后比较器 U1a 的非反相输入的正值略低于反相输入。因此，输出切换为低电平，保持 C1 放电并重置多谐振荡器 U1b，其输出变为高电平。
　　此条件会产生两个效果：强制 Fout = 0 并保持 Q3 关闭。
　　现在让我们向 Q1 吹点风。由此产生的冷却效果会降低 Q1 的温度，导致其 Vbe 相对于 Q2 升高。这使得 U1a 输入之间的比较反转，从而释放 C1 上的复位。然后 C1 通过 R9 充电并打开 Q3，通过校准微调器 R3将t = 700 微秒脉冲驱动至 Q1 的基极。
　　强制进入 Q1 的集电极电流的合成脉冲可以在公式 2 中看到（其中hFE = Q1 电流增益，Rcal = R3 + R4）：
　　IC = hFEIB = hFEV / ( Rcal )，      （2）
　　这会在 Q1 的结点上沉积一定量的热量：
　　tP=tICV = tIBhFEV = t （V/Rcal）hFEV = thFEV2 /Rcal （3 ）
　　这会使 Q1 的温度恢复到足够高的值，从而恢复与环境传感器 Q2 的原始零流量电压平衡。在 Q1 达到该温度之前，U1 继续振荡，循环开启 Q3，并将热量泵入 Q1。
　　这样就建立了一个反馈回路，用于保持 Q1 和 Q2 之间的恒定温差。因此，U1b 输出端出现的平均频率与加热 Q1 所需的额外功率成正比。图 1 中电路值的输出频率为 1 kHz。适当调整 R3 几乎可以实现任何所需的满量程流量。Q1 和 Q2 Vbe 电压之间的温度跟踪可以很好地补偿环境温度的变化。

　　Q1 直接连接到电源轨可实现良好的电源利用率 (>90%)，因此虽然功耗（根据定义！）取决于气流，如图2所示，但通常较小：200 至 350 mW。

　　图 2 Q1 的功耗与气流的关系通常为 200 至 350 mW。
　　事实上，功耗足够低，因此便携式电池供电（使用廉价万用表读取频率）看起??来很有吸引力。廉价的四节 AA 碱性电池组可以保证数十小时的连续运行，相当于数百次空气速度读数。然而，如图3所示，图 1 中的直接电池供电效果不佳，因为放电期间电池电压会下降 ±20%。

　　图 3典型的 AA 电池放电下降曲线，放电过程中电池电压出现不理想的 ±20% 下降，导致风速计校准精度下降。

　　风速计校准精度的下降将非常严重，尤其是考虑到公式 4：
　　tP=tICV = tIBhFEV = t （V/Rcal）hFEV = thFEV2 / Rcal （ 4）
　　这表明 Q1 加热与电源电压呈平方律依赖关系！

　　同时，看似显而易见的电源电压调节补救措施也不太有吸引力，因为这会影响复杂性、效率和成本。幸运的是，图 4显示了另一种简单、便宜且有效的解决方案：基极偏置补偿。

　　图 4图 1 中的风速计经过修改，用 U2、A1 和 R11 - 14 来伺服 Q1 和 Q2 偏置电流，以（大部分）消除电池电压下降的影响。

　　图 5显示了补偿功率曲线（黑色）与没有补偿功率曲线（红色）的对比：好了一个数量级的提升！
　　图 5零点（黑色）和未补偿（红色）Q1 加热与电池电压下降（5 ±1 伏）的关系。
　　虽然还不完美，但可以说足够好了。