IXYS MMIXT132N50P3 包含用于监控主要器件漏极电流的电流镜，以及两个共阴极二极管，利用与主要器件相同的芯片进行温度监控。 MMIXT132N50P3 符号如图 1 [1] 所示。

图 1：MMIX1T132N50P3 器件符号

电流镜被创建为主要MOSFET结构的一部分，具有公共漏极 (D) 和栅极 (G) 端子以及独立的源极端子（S 和 CS）。为了限度地减少与主器件源电流导致的键合线上压降相关的误差，在器件中提供了两个独立的端子，一个用于电流镜电流返回 (SR)，另一个用于栅极充电/放电电流 (GR)。设备。温度传感二极管具有单独的阳极端子（A1、A2）和共阴极端子（CC）。

电流镜说明

MMIXT132N50P3 电流镜的原理图如图 2 所示。

图2：电流镜示意图

如图 2 所示，MMIXT132N50P3 包含一个 N+1 相同结构，其中 N 个结构创建主 MOSFET，第 (N+1) 个结构创建电流镜。对于该特定设计，N = 200，并且如果电流镜源中没有使用电流检测电阻器 (RCS = 0)，则电流镜的电流恰好是主要器件源电流的 1/200。不依赖于 MOSFET 的漏极/源极电压 V DS，因此它与温度无关，可提供精度的测量。然而，如果使用一些具有有限电阻的传感器将电流转换为电压，则由于 MOSFET 的沟道电阻 R CH和电流检测电阻器 R CS创建的电阻分压器，测量结果将变得与 V DS相关。当漏极/源极电压也较低时，这一点在 I DS较低时尤其重要。

图 3：V DS与 I DS

图注：实线 - MOSFET 处于导通状态，通道与体二极管并联，虚线 - MOSFET 处于关断状态，体二极管仅导通。

图 3 显示了 MMIXT132N50P3 漏极/源极电压降 (V DS ) 在电流低于 10 A 时作为漏极/源极电流 (I DS ) 的函数，当漏极相对于源极为正时（正常工作），电流在两个方向流动）且漏极相对于源极为负（反向连接），MOSFET 处于导通和截止状态。如果 MOSFET 处于导通状态，则 VDS 被描述为 V DS = R DS (on) * I DS，无论 I DS极性如何。如果 MOSFET 处于关断状态且体二极管仅提供电流，则压降决定体二极管两端的 VDS。图 4 显示了电流检测电阻器 (VCS) 两端的压降，图 5 表示在与图 3 相同的条件下通过电流检测电阻器的电流。

图 4：V CS与 I DS

图 5：I CS与 I DS 

图 4 和图 5 清楚地表明，增加电流检测电阻 R CS会增加 V CS ，但会降低 I CS。当 R CS = 0.5 欧姆时，ICS 接近预期电流镜电流，但 V CS较低。例如，当 I DS = 10 A 时，预期 I CS = 10/200 = 0.05 A，而实际 I CS = 46 mA，当 R CS = 200 欧姆时，V CS接近 V DS（320 mV 与 440 mV ） mV），但 I DS仅为 1.57 mA，即仅为预期电流的 3.1%。图 6 显示，它是电流镜的“余量”（即 V DS和电流检测电阻器上的压降 ( VCS )上的压降之间的电压差）与电流镜可提供的 I DS电流之间的线性函数。 。

图 6：在 I DS = +10 A时，利用电流镜的电流 I CS与电流镜的余量 (V DS – V CS )

如果将全V DS电压施加到电流镜，则其电流具有值，等于I DS /200。由于高 R CS将该电压降低至 V DS的 54%，从而使I CS降低至其预期值的 40%。

因此，需要在测量精度和信号电平之间进行折衷。高精度的电流测量需要低值电流检测电阻器和信号来放大，而低精度测量可以利用高值电流检测电阻器，但代价是温度依赖性。

体二极管激活时的电流镜行为

图 3 显示，当 MOSFET 处于导通状态并且相对于源极向漏极施加负电压时，只要沟道上的压降小于体二极管正向电压，沟道就会拦截整个电流，并且电流没有流过二极管。在这种情况下，电流镜的行为与正电流相同（见图 4 和 5）。

图 7：在 I DS = -10 A时，利用电流镜的电流 I CS与电流镜的余量 (V DS – V CS )

然而，如果 MOSFET 处于截止状态并且相对于源极向漏极施加负电压，则电流镜的行为将与预期行为显着不同。

图 8：MOSFET 处于导通和截止状态时I CM与负 I DS 的关系

首先，通过电流镜的体二极管和主体二极管的电流比例不等于预期的1/200；相反，它是 ~0.52/200，即少两倍。这可能是由于电流镜的体二极管使用的硅体积明显小于主体二极管的硅体积，从而导致更高的电阻。

此外，如图 7 所示，I CM对电流镜余量的依赖性不再是线性的，并且不考虑相对较高的余量电压，电流急剧下降。因此，在这种情况下，电流镜的输出主要复制由主体二极管的压降决定的V DS 。即使电流镜上的余量电压也不能保证 I DS和 I CS电流之间的线性，如图 8 所示。

由于这种行为，如果体二极管导通，则不建议使用电流镜在负 I DS电流下进行电流测量。然而，来自电流镜的信号可用于触发栅极驱动器以激活 MOSFET 并将沟道与体二极管并联。它显着降低了 MOSFET 上的压降，并提高了电流效率，在通道上产生比体二极管导通电压更低的压降。

高负电流下的电流镜行为

图 9 显示了 MMIXT132N50P3 漏极/源极电压降 (V DS ) 在电流高达 -40 A 时与漏极/源极电流 (I DS ) 的函数关系，当漏极相对于源极为负值时（反向电流），电流流动。连接）与MOSFET处于ON和OFF状态。

图 9：高负电流时V DS与 I DS的关系

图注：红线 - MOSFET 处于导通状态，通道与体二极管并联连接，蓝线 - MOSFET 处于关断状态，体二极管仅导通。

如果 MOSFET 处于导通状态，则 R DS (on)在高负电流下将成为 I DS的函数。当漏极/源极电压降的|V DS |时当电压升高到 0.6 V 以上时，体二极管开始导通，从而导致 R DS（导通）值增加。因此，两条曲线的截取比我们基于低电流（即 -17 A 而不是 -20 A）下的稳定 R DS （on）值所预期的要早出现。此外，在截取点之后，两个结构（体二极管）与仅导通的体二极管相比，并联工作会导致更高的 V DS压降。在这个区域，体二极管和MOSFET的沟道不能被解释为两个独立的结构，如并联的二极管和电阻。这意味着，为了获得更高的效率，MOSFET 应在负电流的高于截止点后关闭。

此外，当前该区域的镜像行为变得非常复杂。图 10 显示了电流镜电流 I CM与漏极/源极电流 I DS 的函数关系，其中 R CS = 0.5 Ω，图 11 显示了归一化为 I DS预期值 1/200 的电流镜电流的利用率。

图 10：MOSFET 处于导通和截止状态时I CM与负 I DS 的关系

图 11：利用电流镜的电流 I CS与负 I DS 的关系

I CM电流在 I DS = -17 A处的截取点之后立即失去线性。在该点之后，ICM 的利用率立即上升到 1，然后快速下降到主要由体二极管确定的水平。使用电流镜的电流|I DS |由于负电流镜的电阻，> 17 A 用于调节或电流监控目的会出现问题，这可能会导致振荡。

电流镜应用原理图

图 12 描绘了正电流测量的典型应用电路。它包含增益 = 10 的运算放大器 U1，允许将 40 A 漏极/源极电流转换为 2 V ADC 输入信号。

图 12：正电流镜电流测量电路

建议在 Q1 栅极激活后以约 600 ns 的延迟时间开始模数转换，以避免与流过电流检测电阻器 R1 的栅极充电电流相关的错误。此外，应密切注意 PCB 布局，以避免高源电流流过信号地线。信号和电源接地走线应仅在源电流输出处的一处保持连接。

图 13 所示的应用电路可监控逐周期过流情况，并在出现此类情况时立即关闭 MOSFET。它包括具有 64 mV 阈值和 36 mV 迟滞的比较器 U1，如果电流检测电阻器上的压降不超过 100 mV，则该比较器 U1 具有逻辑高输出。该电路还包括触发器U3、栅极驱动器U5、带施密特触发器的输入缓冲器U9、消隐时间发生器U6、U7、U8和辅助逻辑U2、U4。

该器件首先向 IN 输入施加一个信号，该信号将栅极驱动器的 U5 输出设置为高电平，从而导通 MOSFET Q1。驱动器U5的两个通道并联使用，以增加驱动器的电流能力。施密特触发器U9用于提高输入信号的抗噪声能力。

如果漏极/源极电流超过比较器的阈值（对应于 Ids = 14.8 A），比较器将进入逻辑低状态，重置触发器 U3 并中止使 MOSFET 的 Q1 栅极保持高电平的输入脉冲。当电流降至比较器阈值以下并且比较器输出再次变为逻辑高电平时，触发器 U3 输出保持低电平，直到下一个脉冲施加到 IN 端子。

逻辑元件 U6、U7 和 U8 与 R8C3 网络创建一个消隐时间发生器，使比较器的输出逻辑高电平保持约 600 ns，以完成与栅极电荷相关的转换过程。

图 13：正电流逐周期过流监控系统

电流中断时的漏极/源极电流值可以通过电流检测电阻值或比较器的阈值或两者来调整。

图 14 表示具有监控流过 MOSFET 体二极管的负电流的电路的应用。如果电流超过预设阈值，它将打开 MOSFET；当电流低于该值时，它将关闭。它包括具有 47 mV 阈值和 34 mV 迟滞的比较器 U1，如果电流检测电阻器上的压降不超过 ~80 mV，则该比较器 U1 具有逻辑低输出。该电路还包括触发器U5、栅极驱动器U10、带施密特触发器的输入缓冲器U11、消隐时间发生器U7、U8、U9以及辅助逻辑U2、U3、U4和U6。

如果将信号施加到 IN 端子，则该器件将作为标准栅极驱动器运行，无论漏极/源极电流的方向如何，都会将栅极驱动器的 U10 输出设置为高电平并设置 MOSFET Q1 导通状态。 U10 的两个通道并联使用，以增加驱动器的电流能力。施密特触发器U11用于提高输入信号的抗噪声能力。

然而，如果没有外部信号施加到 IN 端子，并且 MOSFET 的体二极管电流超过比较器的 U1 阈值，则其输出变为逻辑高电平，激活栅极驱动器，并将 MOSFET 转至导通状态，从而将 MOSFET 的通道并联到体二极管并降低漏极/源极压降以提高效率。

当负电流低于比较器 U1 阈值时，其输出变为逻辑低电平，从而关闭栅极驱动器 U10 和 MOSFET。此后，低负电流再次仅流过体二极管。如果 MOSFET 在电机驱动电路或降压转换器中作为二极管运行，则可以自动打开/关闭 MOSFET，而无需使用特殊控制器来将栅极驱动器的输入信号与实际二极管电流同步。

该原理图中比较器的阈值对应于打开 MOSFET 的 Ids ~ –0.8 A 和关闭 MOSFET 的 Ids ~ –0.4 A。通过改变电流检测电阻R1或比较器的初始设置，可以将阈值调整为另一个电流值。

图 14：负电流（体二极管电流）监测系统

逻辑元件 U7、U8 和 U9 与 R8C3 网络创建一个消隐时间发生器，使比较器的输出逻辑电平在约 600 ns 内保持不变，以完成与栅极充电/放电相关的转换过程。

在同一设计中使用正电流比较器和负电流比较器需要不同的电流检测电阻器来为正电流和负电流提供所需的阈值。一种可能的解决方案是将电流检测电阻器与低正向电压二极管分开，如图 15 所示。

电流检测电阻器 R1 和 R4 由二极管 D1 隔开。对于负电流，仅使用电阻器R4，其值决定了对负电流的敏感度。对于正电流，两个电阻器都与二极管 D1 并联，并与电阻器 R1 串联。这会在低正电流下产生一些非线性；但是，它不会影响应限制正电流的区域。图 16 表示电流检测电阻器 R1 处的压降与漏极/源极电流的关系，其中 R4 = 49.9 欧姆，R1 = 10 欧姆，R1 = 4.99 欧姆。

图 15：将电流检测电阻器与二极管分开

图 16：电流检测电阻器上的压降与使用二极管分离电流检测电阻器的漏极/源极电流的关系

温度测量二极管

使用二极管作为温度传感器，其温度系数相对较高，约为 0.2 mV/°C，线性度相当高。

正向偏置时流过二极管的电流等于[2]：

其中 I S是反向饱和电流，V 是二极管的正向压降，η 是理想因子（值范围为 1 到 2 的常数），V T  是二极管的热电压，T 是结温度以开尔文为单位，q = 1.602*10 -19 C 是电子电荷，k = 1.38*10 -23 J/K 是玻尔兹曼常数：

如果已知电流流过二极管，则可以将其温度确定为正向压降的函数，如下假设：

然后：

该方程包含反向饱和电流 I S和理想因子 η，它们与部件相关，应在测量前确定。

如果两个已知电流I 1和I 2通过二极管，或者同时使用两个相同的二极管，则其温度可以确定为：

将 I S从方程中排除。如果 I 2 /I 1 = 10，则该方程简化为：

MMIXT132N50P3 包含两个相同的二极管，可用于单端或差分方案中的温度测量。对于单端方案，推荐的正向电流为 1 mA；对于每 1-3 秒短脉冲的差分方案，推荐的正向电流为 1 mA 和 100 μA。不建议使用较高的稳定电流，以避免二极管自热，这可能会产生不正确的结果。

温度测量应用原理图

图 17 显示了典型原理图，建议使用两个 MMIXT132N50P3 集成二极管进行温度测量。它包含两个产生稳定电流的电流源。个电流源 (U1:A、U2:1) 生成 1 mA 电流，而第二个电流源 (U1:B、U2:2) 生成 100 μA 电流。可变电阻器 R5 能够调节来自电流源的电流以获得的 1:10 比例。二极管两端的压降由 ADC 转换器测量，并用于计算 MMIXT132N50P3 的芯片温度。 IXYS 建议仅在温度测量期间使用微控制器单元的端口作为 3.3 V 电压源来激活电路。这样做有助于防止二极管自热，这可能是温度测量误差的来源。

图 17：使用两个二极管进行温度测量的典型应用原理图