具有 DSP、FPGA 和 CPU 的现代电力传输系统在较低的电源电压下运行并消耗较高的电流。事实上，低于 1 V 的电压现在随处可见。同时，中间总线电压根据应用保持不变或增加。为了支持更小的电感器和电容器 (L&C) 滤波，系统频率要求不断提高，这给电源设计人员带来了更大的挑战。过去的 500kHz 是今天的 1 MHz。
    在需要较低输出电压的高压应用中，设计人员传统上依赖于增加系统成本的模块，或增加解决方案占用空间和复杂性的两级 DC/DC 解决方案。本白皮书着眼于影响窄导通时间负载点 (POL) 转换的趋势，并比较了通常使用的电流模式控制架构，包括它们的优点和缺点。研究了具有自适应斜率补偿的混合谷值电流模式 (VCM) 架构，包括其在新型 60V 同步降压控制器中的使用。混合 VCM 使该控制器能够在各种 Vin 和 Vout 组合下稳定运行，并且低占空比可实现从 48 V 到 1 V 负载点的直接降压转换。
    窄准时 POL 转换
    降压转换器是广泛使用的电源拓扑，近的趋势表明下一代开关控制器必须能够在非常小的占空比下提供稳定和高效的操作。虽然与电压模式控制相比，电流模式控制方法具有许多优点，但根据应用要求，它有其自身的局限性，特别是在占空比限制方面。
    通常，电信和工业应用中的电力传输系统基于多级转换。电力传输系统不断发生变化，POL 输入电压从 3.3V 增加到 5V，再到 12V。随着电源要求的增加，12V 电源轨的使用现在很常见，而 3.3V 则很少见。
    近，趋势正在转向更高的电压，例如用于工业应用的 24 V~42 V 和用于电信的 48 V，如图 1 所示。技术的持续改进使得控制窄脉冲成为可能。同时，新的研究表明，更高的输入电压可以提高整体效率，降低系统成本，并通过降低配电路径温度来提高系统可靠性。

 

    图 1 高功率电信或工业系统的现代趋势
    推动窄 PWM 脉冲需求的另一个因素是需要更高的开关频率，这反过来又导致更高的功率密度。以 1 MHz 开关频率运行电源已成为行业惯例。事实上，汽车信息娱乐应用中的开关频率需要高于 1.8 MHz，以避免 AM 频段。1 MHz 下的 12 V 至 1 V 电源转换仍需要生成 83 ns 脉冲。
    低占空比运行
    理想的降压转换器可以产生低于 Vin 直至零的任何电压；然而，实际上，在参考电压、电路中的内部或外部损耗以及重要的是用于生成控制信号的调制器类型方面存在许多限制。对于特定的输入电压，存在一些限制，导致转换器无法覆盖 0% 至 100% 的整个范围。明显的是参考电压：

     

  控制方式

    在典型的电流模式 PWM 控制器中，PWM 脉冲的大小由误差放大器的输出和电感器电流信号决定，如图 2 所示。电流环路感测电感器电流信号并将其与 VCOMP 基准进行比较，以得出调制 PWM 脉冲宽度。由于电流环路将迫使电感器峰值或谷值电流跟随电压误差放大器的输出，因此电感器不会出现在电压控制环路中。双极 LC 滤波器成为电压环路的单电容极结构。简单的 2 类补偿足以稳定电压环路。

 

    图 2 简单的电流模式控制架构

    适用于窄导通时间操作的调制器
    峰值电流模式控制是常用的架构之一，虽然它易于理解并提供具有多种优点的可靠控制技术，但当需要窄导通时间操作时，它会表现出明显的缺点。在峰值电流模式下，通过上部 MOSFET 感测电感器电流信息。图 3 显示了上部和下部 MOSFET 中与 PWM 信号相关的典型电流波形。由于导通环路中 MOSFET 内部和外部的寄生效应不同，上部 MOSFET 的导通事件会产生大量振铃。这种振铃可能会向控制电路发送错误信号并错误地终止 PWM 信号。为了忽略这种初始振铃，峰值电流模式切换控制器在感测电感器电流之前采用消隐时间。通常，采用 150 ns 至 250 ns 消隐时间。峰值电流模式控制器中的消隐时间要求不允许其调节非常窄的接通时间功率转换。即使 12V 至 1V 电源转换也很难在 600kHz 频率下进行调节，这意味着接通时间小于 140ns。
    谷值电流模式控制轻松克服了峰值电流模式控制的消隐时间不足。在谷值电流模式控制中，在上部 MOSFET 关断期间感测电感器电流信号，从而避免上部 MOSFET 振铃。这解决了控制非常窄的导通时间 PWM 脉冲的问题；然而，谷值电流模式还有其他缺点。

   

    图 3 降压转换器波形描绘了电流模式控制架构中的信号检测位置

    谷值电流模式控制的两个主要问题是次谐波振荡和线路调节不佳。次谐波振荡是任何电流模式控制的常见问题。它也发生在峰值电流模式控制中，但占空比超过 50%。对于谷值电流模式，则相反。
    使用斜率补偿可以防止电流模式控制器（峰值模式和谷值模式）中的次谐波振荡。然而，固定斜率补偿无法处理所有占空比和电感器。如果占空比明显偏离斜率补偿设计中使用的假设值，则次谐波振荡问题会再次出现。
    仿真峰值电流模式控制是峰值电流模式的一种变体，可避免消隐时间限制。它通过测量下部 MOSFET 上的谷值电流信息来克服上部 MOSFET 振铃。然后使用该谷值电流信息来模拟电感器上坡以获得峰值电流信息。
    与峰值电流模式控制一样，模拟峰值电流模式也会受到次谐波振荡的影响，需要斜率补偿。该斜率补偿源自仿真峰值电流信号。尽管仿真峰值电流模式的设计兼具峰值电流模式和谷值电流模式控制方法的优点，但其缺点主要是由于控制环路中缺乏电感信息。
    具有自适应斜率补偿的谷值电流模式是克服传统谷值电流模式控制缺点的一种方法。优化的自适应斜率补偿电路可以防止所有占空比的次谐波振荡。这种自适应补偿和低占空比运行的固有能力使得具有这种架构的控制器能够以非常高的开关频率运行。
    可行的窄准时解决方案
    Intersil 的ISL8117降压控制器是谷值电流模式控制的一个示例，具有低侧 MOSFET Rdson、谷值电流检测和自适应斜率补偿。如图 4 所示，ISL8117的斜坡信号适应所施加的输入电压，以改善线路调节。独特的谷值电流模式实现和优化的斜率补偿解决了传统谷值电流模式控制器的缺点。其独特的控制技术使其能够支持非常宽的输入和输出电压范围。本质上，它是电压和电流模式控制的混合，显示了两种调制架构的优点。
    ISL8117可在 4.5V 至 60V 之间的任何电压下工作，其输出可在 0.6V 至 54V 范围内调节。它的可调频率范围为 100kHz 至 2000 kHz，可产生 40 ns（典型值）的短接通时间。该控制器的短接通时间为 40 ns，能够以 1.5 MHz 的频率从 12 V 总线生成 1 V 输出。它还能够以较低的频率从 48 V 电源生成 1 V 电源。显示了ISL8117从 48 V 电源生成 1.2 V 电压的应用，而图 6 显示了从稳定的 48 V 到 1.2 V 转换的瞬态。在易受特定开关频率噪声影响的系统中，ISL8117可以与任何外部频率源同步，以减少辐射系统噪声并缓解拍频噪声。
    ISL8117使用低侧感应并实现可编程电流限制，无需感应电阻，从而减少功耗、组件数量和系统成本。该 IC 还通过提供过流、过压和过温等故障保护功能来满足 POL 要求。易于使用的ISL8117采用 16 引脚 QFN 和 HTSSOP 封装，其大多数功能引脚都有默认值。基于默认值的降压转换器只需 10 个外部组件即可设计，包括 MOSFET 和其他无源器件。这种创新设计使 48V 至 5V 降压转换的效率超过 94%。