由于成本低、尺寸小、结构坚固、精度高、用途广泛且灵敏度高，基本负温度系数 (NTC) 热敏电阻成为市面上的温度传感器之一也就不足为奇了。然而，它们的温度响应函数是高度非线性的（实际上是指数型的），因此激励和信号数字化与处理成为有趣的设计练习。
典型的 NTC 热敏电阻的数据表（例如，Molex 2152723605）用四个参数（公式 1 至 5）总结了热电特性，如图1所示（数字借用自 2152723605 数据）：
To = 额定/校准温度 (25°C = 298.15 K) (1)
Ro = To 时的电阻 (10k ±1%) (2)
b = beta (3892 K) (3)
耗散 (自热) 因数 (1.5 mW/°C) (4)
然后，热敏电阻电阻 ( Rt ) 与开尔文温度 ( T )的关系可预测为：
Rt=Roexp ( b(T -1 -To -1 ))(5)
应用经典的 KISS 原理，我们在图 1 中看到了一个简单的电路候选，该电路用于从热敏电阻中获取信号，并进行了一些基本的数学运算以从其输出和上面的参数 1、2 和 3 中筛选出温度测量值。
除了（不太重要的）Cx 和热敏电阻本身外，图 1 中的组件是 Rx。如何地选择其值？
直觉表明，数学也证实，（至少接近）选择是使 Rx 等于应用所需的温度测量范围中间的热敏电阻。所述中点温度（称为 Tx）将输出 V = Vref/2，从而在测量范围内对称分布 ADC 分辨率。公式 5 告诉我们如何实现这一点。
假设我们选择 0 o C 至 100 o C的测量范围，则 Tx = 50 o C = 323.15 K，公式 5 的算术告诉我们（使用 2152723605 的数字）：
Rx = Ro exp (b(Tx -1 – To -1 ))
Rx = 10000 exp (3892(323.15 -1 – 298.15 -1 ))
Rx = 3643 (接近的标准 1% 值 = 3650)
现在，如果我们方便地选择 Vref = 5V 作为 Rx 输入和 ADC 参考输入（因为这是一个比率测量，Vref 的相对不重要），我们可以设置：
X = ADC/2 N = V/Vref
然后，
T = ( Ln (X/(1 – X))/b + Tx -1 ) -1
o C = ( Ln (X/(1 – X))/3892 + 0.003095) -1 – 273.15
工作完成了！
是吗？耗散（自热）系数 (1.5 mW/°C) 怎么样？
我们显然不希望热敏电阻自热显著干扰温度测量。自热误差的合理限度可能是半度，对于 2152723803 的 1.5 mW/°C 来说，这将决定将耗散限制在不超过：
Pmax = (1.5毫瓦)/2 = 0.75毫瓦
当 Rt = Rx 时，耗散为Vref 2 /4/Rx，因此在这种情况下 Vref = 5 V 将是：
Pmax = Vref 2 /4/Rx
= 25/4/3650
= 1.7 mW
= 1.1°C
哎呀！这比规定的自热误差高出两倍多。该怎么办？不用担心，图 2给出了解决方案。
图 2 Rvdd 将热敏电阻的自热限制为 Pmax：Pmax = Vdd 2 /4/(Rx + Rvdd)；Rvdd = Vdd 2 /4/Pmax – Rx if > 零，否则 Rvdd = 0；(Vdd Rx/(Rvdd + Rx)) < Vref < Vdd。
再次浸入 2152723605 数字并保持 Vdd = 5 V：
Rvdd = 25/4/(0.75 mW) – 3650
Rvdd = 8333 – 3650 = 4.7k
Pmax = 0.749 mW
2.8 V < Vref < 5 V
请注意，如果图 2 的数学运算得出 Rvdd 的值为零或负值，则不需要 Rvdd，并且原始图 1 的电路将正常工作。
尽管 Vref 会随 Rt 和温度而变化，但外部参考单片 ADC 通常对所示范围内的 Vref 变化具有很强的容忍度，并且可以执行准确的比例转换。
