驱动模数转换器 (ADC) 以获得混合信号性能是一项设计挑战。图 1 显示了标准 ADC 驱动器电路。在 ADC 采集期间，采样电容器将指数衰减的电压和电流反冲到 RC 滤波器中。混合信号 ADC 驱动器电路的性能取决于多个变量。驱动器的稳定时间、RC 滤波器的时间常数、驱动阻抗和 ADC 采样电容器的反冲电流在采集期间相互作用并产生采样误差。采样误差随着 ADC 位数、输入频率和采样频率的增加而直接增加。
标准 ADC 驱动器具有大量实验数据样本，可用于可靠的设计过程。缺乏实验室数据来指导驱动 ADC 的低通滤波器的设计。本文介绍了一种结合了模拟低通滤波、信号压缩和 ADC 驱动器的 LPF 驱动器电路（见图 2）。
表 1 列出了图 2 所示电路的性能变量。以下实验室数据和分析可指导图 2 所示电路的时间和频率响应限制。
表 1：图 2 所示电路的性能变量
| 低通滤波器驱动器 | RC滤波器 | 模数转换器 |
| –3dB 带宽、阻带衰减、稳定时间、噪声、THD | 电阻值、RC时间常数 | 采样频率、位数、采集时间、SNR、THD |
衡量系统动态性能的两个重要参数是信噪比 (SNR) 和总谐波失真 (THD)。性能是 ADC 和信号调理级相结合的结果，在本文中，信号调理级包括三阶低通滤波器和单端至差分转换器。图 2 所示的 LPF 驱动电路的 –3dB 带宽和稳定时间各不相同，表 2 至表 5 列出了 SNR 和 THD 测量值。本文将讨论测试的变量及其对系统性能的影响。
将 1 MHz 信号带宽与 1 MHz 信号带宽两倍半的性能进行比较。–3dB 点为 558kHz、1MHz 和 2.3MHz，性能如表 2 所示。将截止频率降低至 558kHz 可降低 LPF 噪声带宽并提高 SNR。将截止频率增加到 1 MHz 或 2.3 MHz 可缩短 LPF 驱动器稳定时间并降低 THD。
图 1：标准 ADC 驱动器和 RC 滤波器
图 2：LPF 驱动器和 ADC 电路
表 2：三个截止频率下的 LPF 驱动器性能，R = 750 Ω
| 输入电压 (VP-P) | 频率输入(kHz) | –3dB | | 低通滤波器 | 低通滤波器 | | |
| 20 | 2 | 558 kHz | 150Ω | 2,700pF | 750Ω | 90分贝 | –98分贝 |
| 1兆赫 | 1,500pF | 90分贝 | –103分贝 | ||||
| 2.21兆赫 | 680pF | 88分贝 | –106 分贝 |
通过改变图 2 中的 R 或 C 可以改变截止频率。当使用 C 电容器设置截止频率时，LPF 驱动器 THD 较低，如果降低 R 电阻，则 SNR 会略有改善。如表 3 所示。
表 3：三个截止频率下的 LPF 驱动器性能，R = 412 Ω
| 输入电压 (VP-P) | 频率输入(kHz) | –3dB | 需求量 | 低通滤波器 | 低通滤波器 | 信噪比 | 总谐波失真 |
| 20 | 2 | 580kHz | 150Ω | 4,700 pF | 412Ω | 91分贝 | –98分贝 |
| 1兆赫 | 2,700pF | 90分贝 | –97 分贝 | ||||
| 2.25兆赫 | 1,200pF | 89分贝 | –99 分贝 |
LPF 的 RQ 电阻设置时间响应。RQ 越高，超调量越高，稳定时间越长。RQ 越低，过冲越小，稳定时间越短。图 3 显示了 150Ω 和 75Ω RQ 电阻器的 LPF 瞬态响应。LPF驱动器已经使用不同的RQ值进行了测试，结果如表4所示。
图 3：不同 RQ 值的过冲和稳定时间
表 4：不同 RQ 值的 LPF 驱动器性能
| 输入电压 (VP-P) | 采样率（MSPS） | –3dB | 需求量 | 低通滤波器 | 低通滤波器 | 信噪比 | 总谐波失真 |
| 20 | 10 | 558 kHz | 150Ω | 2,700pF | 750Ω | 90分贝 | –98分贝 |
| 75Ω | 1,500pF | ||||||
| 1兆赫 | 150Ω | 90分贝 | –97 分贝 | ||||
| 2.3兆赫 | 75Ω | 680pF | 89分贝 | –102分贝 | |||
| 150Ω | 88分贝 | –106 分贝 | |||||
| 75Ω | 88分贝 | –106 分贝 |
根据实际测量数据，使用75Ω和150Ω的RQ对SNR和THD性能没有显着影响，只是过冲和稳定时间的一个因素。
表 5 中的数据显示，使用 LTC2387-18 在 10 MSPS 时的系统 THD 性能低于在 15 MSPS 时的系统 THD 性能（图 2 中的 RC 驱动电容器 C3 和 C4 对于 10 MSPS 为 180 pF）。
注：LTC2387-18 和 LTC2386-18 在 10 MSPS 时的采集时间分别为 61 ns 和 50 ns。
表 5：10MSPS 和 15MSPS 采样率下的 LPF 驱动器性能
| 输入电压 (VP-P) | 采样率（MSPS） | –3dB | | 低通滤波器 | 低通滤波器 | | |
| 20 | 15 | 1兆赫 | 150Ω | 1,500pF | 750Ω | 88分贝 | –96分贝 |
| 10 | 89分贝 | –101分贝 | |||||
| 15 | 2.3兆赫 | 75Ω | 680pF | 88分贝 | –93分贝 | ||
| 10 | 88分贝 | –106 分贝 |
驱动器和 ADC 之间的 RC 滤波器用于带宽限制，以确保宽带宽上的低噪声并获得更好的 SNR。RC 值决定 –3dB 截止频率。降低 R 有时会导致振铃和不稳定。增加 R 会增加采样误差。使用较低的 C 值将导致较高的充电回冲，但会允许更快的充电时间。C 值越高，充电反冲越低，但充电时间也会变慢。此外，设置 RC 值对于确保样品在给定采集时间内稳定至关重要。使用数据表的建议值和精密 ADC 驱动程序工具的建议值将是一个很好的起点。
精密 ADC 驱动器工具是一款综合工具，可帮助预测在驱动器和 ADC 之间使用不同 RC 值时的系统性能。使用此工具可以检查的一些参数包括采样误差时的电荷反冲和采集时间。
为了通过使用 25Ω 和 180pF RC 实现较低的 –3dB 截止频率，输入信号的稳定和电荷反冲会受到影响。为了获得较低的 –3dB 截止频率并确保输入信号在采集周期内正确稳定，可以选择使用较低的采样率。根据LTC2387-18 数据表，采集时间通常为周期时间减去 39 ns。在 15 MSPS 下优化 LTC2387-18 会产生 27.67 ns 的采集时间，而在 10 MSPS 下使用该部件会产生 61 ns 的采集时间。
图 4：不同采样率下的充电反冲、RC_Tau、采集时间：(a) 15MSPS 采样率并使用 LTC2387-18 的推荐 RC 值（25Ω 和 82pF）；(b) 15MSPS 采样率并使用 LTC2386-18 的推荐 RC 值（25Ω 和 180pF）；(c) LTC2386-18 使用推荐 RC 值的 10MSPS 采样率（25Ω 和 180pF）
借助精密 ADC 驱动器工具，图 4 总结了使用不同 RC 值时的反冲差异和 RC 时间常数 (Tau)，以及 10 MSPS 和 15 MSPS 采样率的采集时间。图 4a 显示了 LTC2387-18 在 15 MSPS 采样率下使用建议 RC 值 25 Ω 和 82 pF 时的稳定响应。图 4b 显示了使用 180 pF 的 C 时的较高 RC 时间常数，这可以防止输入在 150MSPS 采样率的 27.6 ns 采集时间内稳定。图 4c 使用与图 4b 相同的 RC（25 Ω 和 180 pF），但当使用 10 MSPS 采样率时，信号能够在采集时间增加到 61 ns 后稳定下来。
LPF 驱动器的 –3dB 截止频率可以通过改变 R 或 C 来实现。总系统噪声的贡献者之一是来自电阻器的噪声。从噪声计算公式来看，理论上可以通过降低电阻值来降低电阻噪声。对于本次活动，尝试了两个电阻值作为 LPF 驱动器 R：750 Ω 和 412 Ω。理论上，当 R 较低时，SNR 会更好，但从收集的数据来看，如表 2 和表 3 所示，SNR 并没有改善太多。相反，对 THD 性能的影响更为明显。
LPF 电阻（图 1 中的 R）越低，放大器所需的电流要求就越高。使用较低值的电阻器，运算放大器的输出电流高于线性电流驱动能力。
部件性能的规格对于选择要使用的 ADC 驱动器至关重要。两个 ADC 驱动器用于数据收集：ADA4899-1和LTC6228。这些 ADC 驱动器是驱动 LTC2387-18 的良好选择，LTC2387-18 已用于实验室测量。选择 ADC 驱动器时考虑的一些规格包括带宽、电压噪声、谐波失真和电流驱动能力。根据所做的测试，就 THD 和 SNR 而言，ADA4899-1 和 LTC6228 的性能差异可以忽略不计。
图 5 显示了 LPF 电路。五个相等的电阻器（R1 至 R5）、一个用于调整 LPF 时间响应的电阻器 (RQ)、两个相等的接地电容器（C1 和 C2）以及一个值为接地电容器值十分之一的反馈电容器 (C3) 完成了一组 LPF 无源元件（±1% 电阻器和 ±5% 电容器）。
图 5：LPF 电路
R1 至 R5 = R，C1 和 C2 = C
为了实现失真，电阻器 R1 至 R5 必须在 600 Ω 至 750 Ω 范围内：
注 1：简单的滤波器设计仅需要一个计算器，并且无需非线性 s 域方程。
注 2：如果 R = 619 Ω，则 C = 1.8E9/f 3 dB，f 3 dB是 LPF –3-dB 频率。
注 3：对于阻带衰减，RQ = R/5；对于低过冲和快速稳定，RQ = R/10。
对于 RQ/5 和 RQ/10，在 10× f –3 dB时，阻带衰减分别为 –70 dB 和 –62 dB 。
注 4：如果 RQ = R/10，则 –3dB 频率比 RQ = R/ 5 时低 7%，因此 R1 至 R5 是 RQ/5 时 R 的 0.93 倍。
注 5：从 LPF 驱动器差分输出到 ADC 输入的 PCB 走线距离必须为 1 英寸或更小。
注 6：对于 0V 至 4.098V 的输出线性电压摆幅，LPF 运算放大器的 V CC和 V EE分别为 6 V 和 –1 V。
表 2 至表 5 中的 SNR 和 THD 数据可让您深入了解图 2 所示电路的性能。通过增加电容器来降低 LPF 带宽可提高 SNR（降低 LPF 噪声带宽）。较低的 LPF 带宽会增加失真（因为 LPF 稳定时间比采样误差所需的时间长）。此外，如果 LPF 电阻值太低，则 THD 会降低，因为 LPF 运算放大器驱动反馈电阻器和反相运算放大器输入电阻（运算放大器输出电流较高时，失真会增加）。
LTC2387-18 ADC 采用 10MSPS 采样频率，LPF 通带必须为 1 MHz 或更高，以限度地降低 THD。将 LPF 设置为 1 MHz 是对 SNR、THD 和足够的 ADC 混叠保护的任意折衷。
| 零件号 | V操作系统(V) | 我的偏见（A） | 英镑 (赫兹) | V噪声(V/√Hz) | 总谐波失真 2V峰峰值，RL = 1k | V S跨度/ (V) |
| ADA4899-1 | 35微伏 | –12μA | 600兆赫 | 1nV/√Hz | –117 dBc | ±5V |
| LTC6228/LTC6229 | 20微伏 | –16μA | 890兆赫 | 0.88nV/√Hz | –120 dBc | ±5V |
| 零件号 | 分辨率（位） | FS | 输入类型（SE、差分） | V输入跨度（V值/V值） | 信噪比（分贝） | 国际NL (LSB) | 数据输出接口 |
| LTC2387 | 18 | 15MSPS | 单端、差分 | –VREFBUF至 +VREFBUF | 95.7 | ±0.6 | 串行 LVDS 接口 |
特别感谢混合信号组的应用工程师 Guy Hoover 和 Clarence Mayott，以及精密 ADC 驱动器工具设计师 Anne Mahaffey，他们是本文的主要顾问。
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