具有40年研究经验的国际大师Eric Bogatin给出的：100条使信号完整性问题化的通用设计原则
No.1 网络信号质量问题化
策略---保持信号在整个路径中感受到的瞬态阻抗不变。
设计原则：
1． 使用可控之阻抗布线。
2． 理想情况下，所有的信号应使用低电平平面作为参考平面。
3． 若使用不同的电压平面作为信号的参考平面，则这些平面之间必须是紧耦合。为此，用薄的介质材料将不同的电压平面隔开，幷使用多个传感量小的去耦合电容。
4． 使用2D场求解工具计算给定特性阻抗的叠层设计规则，其中包括阻焊层和布线厚度的影响。
5． 在点到点的拓扑结构中，无论单向还是双向，都要使用串联端接策略。
6． 在多点总线中要端接总线上的所有节点。
7． 保持桩线的时延小于快信号的上升时间的20%。
8． 终端电阻应尽可能接近封装焊盘。
9． 如果10pF电容的影响不要紧，就不用担心拐点的影响。
10． 每个信号都必须有返回路径，它位于信号路径的下方，其宽度至少是信号线宽的三倍。
11． 即使信号路径布线绕道进行，也不要跨越返回路径上的突变处。
12． 避免在信号路径中使用电气性能变化的布线。
13． 保持非均匀区域尽量短。
14． 在上升时间小于1 ns的系统中，不要使用轴向引脚电阻，应使用SMT电阻幷使其回路电感少。
15． 当上升时间小于150 ps时，尽量减小终端SMT电阻的回路电感，或者采用集成电阻以及嵌入式电阻。
16． 过孔通常呈现容性，减少捕获焊盘和增加反焊盘出砂孔的直径可以减少过孔的影响。
17． 可以考虑给低成本线接头的焊盘添加一个小电容来补偿它的高电感。
18． 在布线时，使所有差分对的差分阻抗为一常量。
19． 在差分对中尽量避免不对称性，所有布线都应该如此。
20． 如果差分对中的线距发生改变，也应该调整线宽来保持差分阻抗不变。
21． 如果在差分对的一根线上添加一根时延线，则应添加到布线的起始端附近，幷且要将这一区域内的线条间进行去耦合。
22． 只要能保持差分阻抗不变，我们可以改变差分对的耦合状态。
23． 一般来说，在实际中应尽量使差分对紧耦合。
24． 在决定到底采用边缘耦合差分还是侧向耦合差分对时，应考虑布线的密度 电路板的厚度等制约条件，以及销售厂家对叠层厚度的控制能力。如果做得比较好，他们是等效的。
25． 对于所有板级差分对，平面上存在很大的返回电流，所以要尽量避免返回路径中的所有突变。如果有突变，对差分对中的每条线要做同样的处理。
26． 如果接收器的共模抑制比很低，就要考虑端接共模信号。端接共模信号幷不能消除共模信号，只是减少振铃。
27． 如果损耗很重要，应尽量用宽的信号线，不要使用小于5mil的布线。
28． 如果损耗很重要，应使布线尽量短。
29． 如果损耗很重要，尽量做到使容性突变化。
30． 如果损耗很重要，实际信号过孔使其具有50 ohm的阻抗，这样做意味着可以尽可能减少桶壁尺寸 减小捕获焊盘尺寸 增加反焊盘出砂孔德尺寸。
31． 如果损耗很重要，尽可能使用低损耗因子的叠层。
32． 如果损耗很重要，考虑采用预加重合均衡化措施。
No.2串扰化
策略---减少信号路径和返回路径间的互容和互感。
设计原则：
33． 对于微带线或带状线来说，保持相邻信号路径的间距至少为线宽的2倍。
34． 使返回路径中的信号可能经过的突变化。
35. 如果在返回路径中必须跨越间隙，则只能使用差分对。决不能用离得很近的单端信号布线跨越间隙。
36． 对于表面线条来说，使耦合长度尽可能短，幷使用厚的阻焊层来减少远程串扰。
37． 若远程串扰很严重，在表面线条上添加一层厚的叠层，使其成为嵌入式微带线。
38． 对于远程串扰很严重的耦合长度很长的传输线，采用带状线布线。
39． 若不能使耦合长度短于饱和长度，则不用考虑减少耦合长度，因为减少耦合长度对于近端串扰没有任何改善。
40． 尽可能使用介电常数的叠层介质材料，这样做可以在给定特性阻抗的情况下，使得信号路径与返回路径间的介质厚度保持。
41． 在紧耦合微带线总线中，使线间距至少在线宽的2倍以上，或者把对时序敏感的信号线布成带状线，这样可以减少确定性抖动。
42． 若要求隔离度超过-60dB，应使用带有防护布线的带状线。
43． 一般使用2D场求解工具来估计是否需要使用防护布线。
44． 若使用防护布线，尽量使其达到满足要求的宽度，幷用过孔使防护线与返回路径短接。如果允许，可以沿着防护线增加一些短接过孔，这些过孔幷不像两端的过孔那样重要，但有一定改善。
45． 使封装或
接插件的返回路径尽量短，这样可以减小地弹。
46． 使用片级封装而不使用更大的封装。
47． 使电源平面和返回平面尽量接近，可减少电源返回路径的地弹噪声。
48． 使信号路径与返回路径尽量接近，幷同时与系统阻抗相匹配，可以减少信号路径中的地弹。
49． 避免在接插件和封装中使用公用返回路径。
50． 当在封装或线接头中分配引线时，应把短的引线作为地路径，并使电源引线和地引线均匀分布在信号线的周围，或者使其尽量接近载有大量
开关电流的信号线。
51． 所有空引线或引脚都应接地。
52． 如果每个电阻都没有独立的返回路径，应避免使用单列直插封装电阻排。
53． 检查镀层以确认阻焊盘在过孔面上不存在交叠；在电源和地平面对应的出砂孔之间都留有足够的空间。
54． 如果信号改变参考平面，则参考平面应尽量靠近信号平面。如果使用去耦
电容器来减少返回路径的阻抗，它的电容器幷不时重要的，应选取和设计具有回路电感的电容才是关键。
55． 如果有大量信号线切换参考平面，就要使这些信号线的过孔彼此之间尽量远离，而不是使其集中在同一地方。
56． 如果有信号切换参考平面，幷且这些平面间具有相同电压，则尽量将信号线过孔与返回路径过孔数量放置在一起。
No.3减小轨道塌陷
策略---减小电源分配网络的阻抗。
设计原则：
57． 减小电源和地路径间的回路电感。
58． 使电源平面和地平面相邻幷尽量靠近。
59． 在平面间使用介电常数尽量高的介质材料使平面间的阻抗。
60． 尽量使用多个成对的电源平面和地平面。
61． 使同向电流相隔尽量远，而反向电流相隔尽量近。
62． 在实际应用中，使电源过孔和地平面过孔尽量靠近。要使它们的间隔至少与过孔的长度相当。
63． 应将电源平面与地平面尽可能靠近去耦电容所在的表面处。
64． 对相同的电源或地焊盘使用多个过孔，但要使过孔间距尽量远。
65． 在电源平面或地平面上布线时，应使过孔的直径尽量大。
66． 在电源焊盘和地焊盘上使用双键合线可以减少键合线的回路电感。
67． 从芯片内部引出尽可能多的电源和地引线。
68． 在芯片封装时引出尽可能多的电源和地引脚。
69． 使用尽可能短的片内互联方法，例如倒装芯片而不是键合线。
70． 封装的引线尽可能短，例如应使用片级封装而不是QFP封装。
71． 使去耦电容焊盘间的布线和过孔尽可能地短和宽。
72． 在低频时使用一定量的去耦电容来代替稳压器件。
73． 在高频时使用一定量的去耦电容来抵消等效电感。
74． 使用尽可能小的去耦电容，幷尽量减小电容焊盘上与电源和地平面相连的互连线的长度。
75． 在片子上使用尽可能多的去耦电容。
76． 在封装中应使用尽可能多的低电感去耦电容。
77． 在I/O接口设计中使用差分对。
No.4减小电磁干扰（EMI）
策略---减小驱动共模电流的电压；增加共模电流路径的阻抗；屏蔽滤波是解决问题的快速方案。
设计原则：
78． 减小地弹。
79． 使所有布线与板子边缘的距离应至少为线宽的5倍。
80． 采用带状布线。
81． 应将告诉或大电流器件放在离I/O接口尽可能远的地方。
82． 在芯片附近放置去耦电容来减小平面中高频电流分量的扩频效应。
83． 使电源平面和地平面相邻幷尽可能接近。
84． 尽可能使用更多的电源平面和地平面。
85． 当使用多个电源平面和地平面对时，在电源平面中修凹壁幷在地平面的边沿处打断接过孔。
86． 尽量将地平面作为表面层。
87． 了解所有封装的谐振频率，当它与时钟频率的谐波发生重叠时就要改变封装的几何结构。
88． 在封装中避免信号在不同电压平面的切换，因为这会产生封装谐振。
89． 在封装中可能出现谐振，就在它的外部加上铁氧体滤波薄片。
90． 在差分对中，减少布线的不对称性。
91． 在所有的差分对接头处使用共模信号扼流
滤波器。
92． 在所有外部
电缆周围使用共模信号扼流滤波器。
93． 选出所有的I/O线，在时序预算要求内使用上升时间少的信号。
94． 使用扩频时钟发生器在较宽的频率范围内产生谐波，幷在FFC测试的带宽范围内减少辐射能量。
95． 当连接屏蔽电缆时，保持屏蔽层与外壳良好接触。
96． 减少屏蔽电缆接头至外壳的电感。在电缆和外壳屏蔽层之间使用同轴接头。
97． 设备支座不能破坏外壳的完整性。
98． 只在互连时才能破坏外壳的完整性。
99． 使开孔的直径远小于可能泄露的频率辐射的波长。使用数量多而直径小的开孔比数量少而直径大的开孔要好。
100. 导致产品交期Delay就是昂贵的规则。
Eric Bogatin，于1976年获麻省理工大学物理学士学位，并于1980年获亚利桑那大学物理硕士和博士学位。目前是GigaTest实验室的技术主管。多年来，他在信号完整性领域，包括基本原理、测量技术和分析工具等方面举办过许多短期课程，培训过4000多工程师，在信号完整性、互连设计、封装技术等领域已经发表了100多篇技术论文、专栏文章和专着。
