较大功率直流电机驱动电路的设计与实现

　　摘 要：基于直流电机H 桥的驱动和控制原理， 本文详细分析和探讨了电路设计过程中可能出现的各种问题， 提出了切实可行的解决手段。 该电路采用NMOS 场效应管作为功率输出器件， 设计并实现了较大功率的直流电机H 桥驱动电路，并对额定电压为24 伏， 额定电流为3.8A 的25D60-24A 直流电机进行闭环控制， 电路的抗干扰能力强， 鲁棒性好。

　　1 引言

　　直流电机具有优良的调速特性， 调速平滑、方便、调速范围广， 过载能力强， 可以实现频繁的无级快速启动、制动和反转， 能满足生产过程中自动化系统各种不同的特殊运行要求， 因此在工业控制领域， 直流电机得到了广泛的应用。

　　许多半导体公司推出了直流电机专用驱动芯片， 但这些芯片多数只适合小功率直流电机， 对于大功率直流电机的驱动， 其集成芯片价格昂贵。 基于此， 本文详细分析和探讨了较大功率直流电机驱动电路设计中可能出现的各种问题， 有针对性设计和实现了一款基于25D60-24A 的直流电机驱动电路。 该电路驱动功率大， 抗干扰能力强， 具有广泛的应用前景。

　　2 H 桥功率驱动电路的设计

　　在直流电机中， 可以采用GTR 集电极输出型和射极输出性驱动电路实现电机的驱动， 但是它们都属于不可逆变速控制， 其电流不能反向， 无制动能力， 也不能反向驱动， 电机只能单方向旋转， 因此这种驱动电路受到了很大的限制。对于可逆变速控制， H 桥型互补对称式驱动电路使用为广泛。可逆驱动允许电流反向， 可以实现直流电机的四象限运行， 有效实现电机的正、反转控制。 而电机速度的控制主要有三种， 调节电枢电压、减弱励磁磁通、改变电枢回路电阻。 三种方法各有优缺点， 改变电枢回路电阻只能实现有级调速， 减弱磁通虽然能实现平滑调速， 但这种方法的调速范围不大， 一般都是配合变压调速使用。 因此在直流调速系统中， 都是以变压调速为主， 通过PWM（Pulse Width Modulation）信号占空比的调节改变电枢电压的大小， 从而实现电机的平滑调速。

　　2.1 H 桥驱动原理

　　要控制电机的正反转， 需要给电机提供正反向电压， 这就需要四路开关去控制电机两个输入端的电压。 当开关S1 和S4 闭合时， 电流从电机左端流向电机的右端， 电机沿一个方向旋转；当开关S2 和S3 闭合时， 电流从电机右端流向电机左端， 电机沿另一个方向旋转， H 桥驱动原理等效电路图如图1 所示。

图1 H 桥驱动原理电路图

　　2.2 开关器件的选择及H 桥电路设计

　　常用的电子开关器件有继电器， 三极管， MOS 管， IGBT 等。 普通继电器属机械器件， 开关次数有限， 开关速度比较慢。 而且继电器内部为感性负载， 对电路的干扰比较大。 但继电器可以把控制部分与被控制部分分开， 实现由小信号控制大信号， 高压控制中经常会用到继电器。 三极管属于电流驱动型器件， 设基极电流为IB, 集电极电流为IC, 三极管的放大系数为β， 如果， IB*β>=IC, 则三极管处于饱和状态， 可以当作开关使用。 要使三极管处于开关状态， IB= IC/β， 三极管驱动管的电流跟三极管输出端的电流成正比， 如果三极管输出端电流比较大， 对三极管驱动端的要求也比较高。 MOS 管属于电压驱动型器件， 对于NMOS 来说， 只要栅极电压高于源极电压即可实现NMOS 的饱和导通， MOS 管开启与关断的能量损失仅是对栅极和源极之间的寄生电容的充放电， 对MOS管驱动端要求不高。 同时MOS 端可以做到很大的电流输出， 因此一般用于需要大电流的场所。 IGBT 则是结合了三极管和MOS 管的优点制造的器件， 一般用于200V 以上的情况。

　　在本设计中， 电机工作电流为3.8A, 工作电压24V, 电机驱动的控制端为51 系列单片机， 灌电流为30mA. 因此采用MOS管作为H桥的开关器件。 MOS管又有NMOS和PMOS之分， 两种管子的制造工艺不同， 控制方法也不同。 NMOS 导通要求栅极电压大于源极电压（10V-15V）， 而PMOS 的导通要求栅极电压小于源极电压（10V-15V）。 在本设计中， 采用24V 单电源供电， 采用NMOS 管的通断控制的接线如图2 所示， 只要G 极电压在10-15V 的范围内， NMOS 即可饱和导通， G 极电压为0 时， NMOS 管关断。

图2 NMOS 接线图

　　采用PMOS 管实现通断控制时， 其接线如图3 所示， G 极电压等于电源电压VCC 时PMOS 关断。

图3 PMOS 接线图

　　10V<VCC-Vg<15 时PMOS 打开。 当VCC>15V 时， 要使PMOS 导通则G 极电压为VCC-15V. PMOS 的导通与关断， 是在电源电压VCC 与VCC-15V 之间切换， 当电源电压VCC 较大时控制不方便。 比较图2 图3 可知：NMOS位于负载的下方， 而PMOS 位于负载的上方， 用NMOS 和PMOS, 替换掉图1 中的开关， 就可以组成由MOS 管组成的H 桥， 如图4 所示。

图4 PMOS 和NMOS 管构成的H 桥

　　Q1 和Q4 导通， 电机沿一个方向旋转， Q2 和Q3 导通电机沿另一个方向旋转。 在本系统中， 电机的工作电压为24V, 即电源电压为24V, 则要控制H 桥的上管（PMOS）导通和关断的电压分别为24V-15V=9V 和24V, 而对于下管（NMOS）来说， 导通与关断电压分别为15V 和0V, 要想同时打开与关断上、下两管， 所用的控制电路比较复杂。 而且， 相同工艺做出的PMOS 要比NMOS 的工作电流小， PMOS 的成本高。 分别用PMOS 和NMOS 做上管与下管， 电路的对称性不好。 由于上述问题， 在构建H 桥的时候仅采用NMOS 作为功率开关器件。 用NMOS 搭建出的H 桥如图5 所示：

图5 NMOS 管构成的H 桥

　　图5NMOS 管组成的H 桥中， 首先分析由Q1 和Q4 组成的通路， 当Q1 和Q4 关断时， A 点的电位处于"悬浮"状态（不确定电位为多少）（Q2 和Q3 也关断）。 在打开Q4 之前， 先打开Q1, 给Q1 的G 极15V 的电压， 由于A 点"悬浮"状态， 则A 点可以是任何电平， 这样可能导致Q1 打开失败；在打开Q4 之后， 尝试打开Q1, 在Q1 打开之前， A 点为低电位， 给Q1 的G 极加上15V 电压， Q1 打开， 由于Q1 饱和导通， A 点的电平等于电源电压（本系统中电源电压为24V）， 此时Q1 的G 极电压小于Q1 的S 极电压， Q1 关断， Q1 打开失败。 Q2 和Q3 的情况与Q1 和Q4 相似。 要打开由NMOS 构成的H 桥的上管， 必须处理好A 点（也就是上管的S 极）"悬浮"的问题。 由于NMOS的S 极一般接地， 被称为"浮地". 要使上管NMOS 打开， 必须使上管的G 极相对于浮地有10-15V 的电压差， 这就需要采用升压电路。

　　2.3 H 桥控制器

　　在H桥的驱动中， 除了考虑上管的升压电路外， 还要考虑到在H桥同臂的上管和下管（如图5 中的Q1 和Q3）不能同时导通。 如果上管和下管同时导通， 相当于从电源到地短路， 可能会烧毁MOS 管或电源， 即使很短时间的短路现象也会造成MOS的发热。 在功率控制中一般采用在两次状态转变中插入"死区"的方法来防止瞬时的短路。在选择H 桥控制器的时候满足上述两种逻辑条件， 又用足够大的驱动电流来驱动NMOS。

　　本系统中采用IR2103 作为NMOS 控制器， IR2103 内部集成升压电路， 外部仅需要一个自举电容和一个自举二极管即可完成自举升压。 IR2103 内部集成死区升成器， 可以在每次状态转换时插入"死区", 同时可以保证上、下两管的状态相反。 IR2103 和NMOS 组成的H 桥半桥电路如下图6 所示：

图6 IR2103 和NMOS 管构成的H 桥半桥电路

　　由IR2103 的应用手册中得知自举电容选择取决于以下几个因素：1. 要求增强 MGT 的门电压， 2. 用于高端驱动电路的 IQBS –静态电流， 3. 电平转换器的内部电流， 4. MGT-栅-源正向漏电流， 5. 自举电容漏电流。 其中因素 5 仅与自举电容是电解电容时有关， 如果采用其他类型的电容， 则可以忽略。 自举电容值可以通过以下公式（1）计算得到：

　　其中： Qg = 高端 FET 的门电荷， f = 工作频率， ICbs （leak） =自举电容漏电流， Iqbs （max） = VBS 静态电流，VCC = 逻辑电路部分的电压源， Vf = 自举二极管的正向压降， VLS = 低端 FET 或者负载上的压降， VMin = VB 与VS 之间的电压， Qls = 每个周期的电平转换所需要的电荷（对于 500V/600V MGD 来说， 通常为 5nC, 而1200 V MGD 为 20 nC。

　　图中D1 为自举二极管， C4 为自举电容。 并不是电容的值越大就越好， 电容的取值和IR2103 的工作频率密切相关， 电容取值越大工作频率越低。 电容的漏电流对系统的性能有很大影响。 自举二极管要承受系统所有的电压， 自举二极管的前向压降也影响着自举电容的选择， 同时自举二极管的开关速度也直接影响系统的工作频率， 一般选用超快恢复二极管。 由示波器获得自举电路升压波形如下图7 所示：

图7 自举电路升压波形

　　图中B部分为自举升压后VB端的电压， 图中A部分是由于在上管关断的过程中， 由于下管中的寄生二极管，会产后续流， 使VS 端产生负电压， 从而使电容过充。 要削弱电容的过充可采用0.47uF 以上的自举电容， 同时可以在地与VS 端加入续流二极管。 如下图所示：

图8 在IR2103 中加入续流二极管电路。

　　图中D2即为续流二极管， 续流二极管采用普通二极管即可， 但VS电压恢复越快， 自举电容过充现象越不明显， 本系统采用1N4148 作为续流二极管。

　　由于驱动器和MOSFET 栅极之间的引线、地回路的引线等所产生的电感， 以及IC 和FET 内部的寄生电感，在开启时会在MOSFET 栅极出现振铃， 一方面增加MOSFET 的开关损耗， 同时EMC 方面不好控制。 在MOSFET 的栅极和驱动IC 的输出之间串联一个电阻（如图9 中B 所示）。 这个电阻称 为"栅极电阻", 其作用是调节MOSFET 的开关速度， 减少栅极出现的振铃现象， 减小EMI, 也可以对栅极电容充放电起限流作用。 该电阻的引入减慢了MOS 管的开关速度， 但却能减少EMI, 使栅极稳定。

图9 消除振铃电路。

　　MOS 管的关断时间要比开启时间慢（开启充电， 关断放电）， 因此就要改变MOS 管的关断速度， 可以在栅极电阻上反向并联一个二极管（如图9 中A 所示）， 当MOS 管关断时， 二极管导通， 将栅极电阻短路从而减少放电时间。 由于VS 端可能出现负电压， 在VS 端串入一个合适的电阻， 可以在产生负电压时起到限流作用， 针对负载电机为感性器件， 在H 桥的输出端并一个小电容， 并在局部供电部分加一个去藕电容十分必要。 其电路如下图所示：

图10 限流去耦电路。

　　图中C7 为局部去藕电容， 可以取100uF, C6 为输出电容， 根据负载取值。 由于采用电容式自举电路， 电容在工作的过程中会自行放电， 所以PWM波的占空比接近100%但不能达到100%. 但这不影响电机的正常工作， 因为电机本身固有的特性， 电机有一个较小的饱和区， 即或占空比增大， 其转速也不会有明显的变化。 因此上述电路完全满足工作的需要。

　　3 硬件测试

　　为了对驱动器性能进行测试， 选用25D60-24V 的直流电机进行闭环控制控制， 电机的额定功率为60W, 额定转速为2800rpm, 额定电压为24V, 额定电流为3.8A. 其电机的转速可达2910rpm, 电机启动的转速为44rpm, 堵转时无明显发热现象。 为了测试电路工作的稳定性， 连续三天电机工作8 小时以上， 电路的发热较小；为了测试电路的抗冲击， 抗干扰能力， 系统在开与关之间连续进行多次切换， 电路工作没有出现任何故障；另外系统在突然增加负载的情况下也能正常工作。 因此完全满足驱动的需要， 而且设计过程中， 为防止启动和制动电流的骤然升高， 电路有较大的电流冗余， 电路中电流可以达到8A, 有效地保证了电路工作的稳定性，并具有很强的抗干扰能力。

　　4 结论

　　本文设计并实现了一种较大功率直流电机驱动电路， 从器件的选择到系统的实现， 详细分析和探讨了电路设计过程中可能出现的各种问题， 并通过理论计算和工程实践解决上述问题。 该电路鲁棒性强， 实用性广， 尤其适合驱动较大功率的直流电机。