恒功率超级电容器快速充电机设计

     摘  要： 研究了超级电容快速充电方法，分析了恒功率快速充电的原理，并通过比较恒电流和恒功率两种方法，证明了恒功率充电更有利于实现快速充电。根据恒功率充电原理，制作了快速充电样机。实验表明该样机电路稳定，能够实现快速充电要求，具有良好的实用前景。

　　传统蓄电池电源系统的电池记忆效应差、容量下降及充电时间过长是长久以来一直存在的问题，而这些问题可使用超级电容来解决。超级电容是一种极大程度上模拟了电容的电压特性曲线且具有非常高的容值的新型能源器件，目前已有万法拉级的超级电容单体。超级电容无充放电记忆效应，允许上百万次充放电而不会有任何容量上的损失。此外，超级电容具有极低的等效串联电阻（ESR），这一特性使得超级电容可以大电流充放电，其额度远超过当前的电池。低ESR和几乎没有电流限制的特性使得超级电容对充电系统表现出“假短路”，这给系统集成带来了挑战。为了解决这个问题，需要针对超级电容的特性寻找新的充电方式。与电池不同，超级电容可以同样的额度充电和放电，对能量回收系统(如传动系统的动态刹车)非常有用。

　　1 系统设计理论分析

　　由于RC时间常数太大，线性稳压器对超级电容充电效率极低。由于超级电容具有较低的等效串联电感，使得开关模式充电电路的运行稳定。由于超级电容可以承受大电流的特性，恒流充电或者恒功率充电是较好的充电方式。

　　1.1 超级电容充电模型

　　参考文献[1]比较了不同应用场合下的不同的超级电容模型。由于本系统是设计超级电容充电机，因此需要采用超级电容的充电模型。它由阻性部分等效电阻ESR和容性部分电容C串联而成，表征了超级电容的充放电特性。

　　超级电容的电压时间特性曲线由容性和阻性两部分组成。容性部分代表了超级电容能量改变导致的电压改变；阻性部分代表了超级电容ESR导致的电压改变。

　　容性部分由下列方程式决定：

　　所以充电或者放电时的总电压改变量为：

　　超级电容重要的参数是ESR和电容值的大小(可以从产品手册上获知)。式(1)为超级电容充电的理论模型。

　　1.2 恒流充电与恒功率充电

　　超级电容特性决定了恒流充电和恒功率充电是两种较好的充电方式。采用DC-DC变换器可以实现这两种充电方式。使用BUCK或者BOOST电路来对超级电容充电，在连续输出电流时，BUCK电路是。但是对于充电时间敏感的充电机来说，恒流充电并不是选择，恒功率充电在充电时间上更有优势。比如，对一个100 F、50 V的超级电容模组使用50 V、20 A的电源进行充电，在恒流充电模式下，充电电流为20 A；而在恒功率充电模式下，充电功率可达1 000 W，其中充电电流限制为50 A。如图1所示，恒流充电至50 V时所需时间为250 s，而恒功率充电至50 V所需时间约为145 s。这表明恒功率在充电时间上比恒流充电更具优势。

　　1.3 恒功率充电实现原理

　　恒功率的基本原理是保持电压和电流的乘积不变。本设计采用双管正激变换器拓扑，使用峰值电流控制的方法进行恒功率设计。双管正激电路是隔离型降压电路，设输入电压为Vin，输出电压为Vout，变压器变比为1:n，占空比为D，则输出电压和输入电压的关系如下：

　　Vout=Vin×D×n

　　电路设计好后，Vin和变比n不变，可通过调节占空比来调节输出电压。如图2所示曲线1对应的充电电流大于曲线2对应的充电电流。R、S对应的波形是RS触发器复位和置位端波形。根据峰值电流控制原理，每个开关周期之初，时钟脉冲置位RS触发器，使开关管导通，电感电流逐渐增加，当检测到电流信号is大于指令电流ic时，电流比较器翻转并复位RS触发器，这时开关管被关掉，变压器停止传输功率，扼流圈电流由续流二极管续流。通过峰值电流控制，当电流增大时，PWM占空比减小，根据输出电压的计算式可知输出电压也减小，从而使得输出电压和输出电流乘积(即输出功率)保持不变，这就是恒功率充电的基本原理。

　　2 硬件系统设计

　　本设计拟对Maxwell公司的产品BMOD0165(额定电压为48 V，额定容值为165 F)超级电容模组进行充电，系统结构如图3所示。硬件系统由单相整流电路、双管正激变换器、电流电压检测反馈电路及保护电路等部分组成。系统首先将单相220 V交流电经过整流滤波后得到直流电压，然后通过双管正激变换器实现降压，并在电气上实现输入输出的隔离。引入电流反馈环节，通过峰值电流控制实现恒功率充电。

　　2.1 双管正激电路

　　双管正激电路是一种可靠的DC-DC电路，广泛使用于低压大电流场合中，双管正激拓扑如图4所示。如果电路工作在CCM方式，假定MOS开关管Q1、Q2漏源电容电压为零，则漏源电压就能瞬时变化。如图5所示，Vgs1、Vgs2是MOS管栅源驱动信号，两者时序相同，即Q1、Q2同时开通、同时关断。

　　t0~t1：t0时刻，Q1、Q2同时开通，变压器T1原边电压为直流母线电压Vdcin，设变比为1：n，则副边电压为Vdcin×n，电压极性不变。输出电流线性增大，经过副边整流管D3、扼流圈后进入超级电容。扼流圈存储能量，此时，开关管电流is1、is2由副边反射电流和励磁电流组成，且线性增大。

　　t1~t2：Q1、Q2同时关断，变压器T1原边电流经过原边续流二极管D1、D2进入母线，变压器磁芯复位，此时变压器主侧电压为-Vdcin，则副边电压为-Vdcin×n，电压极性不变。Q1、Q2开关管漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin。此时，副边整流管D3截止，扼流圈电流通过续流管D4续流，输出电流线性减小，进入超级电容。扼流圈释放能量，此时，开关管电流is1、is2减小到0。

　　t2~t3：t2时刻，原边续流管关断，续流结束，变压器磁芯复位，变压器T1原边电压为零。此时，Q1、Q2漏源两端电压Vds1、Vds2为Vdcin/2。副边续流仍继续，t3时刻续流副边续流结束，下一个驱动高电平到来，开关管Q1、Q2开通。进入下一个开关周期。

　　2.2 电流电压双闭环控制回路

　　本设计中采用双闭环的结构实现充电电流和充电电压的控制，使用ST公司的UC3844A控制芯片。UC3844A是一款高性能电流型PWM控制器，其内部结构如图6所示；内部有一个误差放大器和电流放大器可以方便地组建电流电压双闭环，在实际使用中，为了具有更快的响应速度，可略去误差放大器，使用电压调整器TL431和光耦PC817构成电压反馈。电流环通过使用LEM公司的电流传感器LAH 25-NP来组建。

　　双闭环电路原理图如图7所示，Vs是来自LEM霍尔电流传感器LAH 25-NP输出的电压测量信号，通过一阶滤波环节后进入电流反馈端，即图中电流比较器的负端。VO 48 V来自功率部分的输出，由于TL431只能稳压到36 V，故需要对经典TL431稳压电路进行部分修改，以满足48 V稳压要求。在TL431的3脚(即K极)引入24 V稳压管D4_Z1，TL431的端电压约为24 V，从而可在安全工作区内正常稳压工作。PC817实现电气上的隔离，并通过输出电压Vce稳压。当超级电容电压接近48 V时，PC817输出电流Ic增大，则Vce减小，同时进入UC3844补偿端1脚的信号减小，相应输出PWM占空比也减小；当超级电容电压超过48 V时，UC3844补偿端1脚拉低，PWM关断，起到过压保护的作用。

　　3 整机调试

　　实验设计了功率为1 kW的超级电容充电样机，实验测试表明，对BMOD0165(额定48 V、165 F)超级电容模组充电时间约为5 min。图8为电路中的关键工作波形，其电压为30 V、充电电流约为10 A的充电波形。从上至下依次是Vds、Vpri、PWM信号和开关管峰值电流波形。由于缓冲电路的作用，使得波形干净无杂波，基本没有电压尖峰。Vpri负电压有一定变形，但是不影响电路性能。

　　本文研究了超级电容的充放电特性，分析了快速充电的方法，设计并实现了快速充电样机，试验表明充电时间短，达到了应用要求。

  

参考文献:

[1]. is1 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/is1_1943113.html.
[2]. UC3844A datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/UC3844A_894318.html.
[3]. TL431 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/TL431_651177.html.
[4]. PC817 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/PC817_542406.html.
[5]. UC3844 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/UC3844_1059058.html.