无刷直流风扇电机180°正弦波控制

　　目前的变频风扇一般采用无刷直流电机，因其无励磁绕组、无换向器、无电刷、无滑环，结构比一般传统的交、直流电动机简单，运行可靠，维护简单。与鼠笼型感应电动机相比，其结构的简单程度和运行的可靠性大体相当，但由于没有励磁铁耗和铜耗，功率在300W以下时，其效率比同规格的交流电机高10%～20%。

　　无刷直流电机一般采用方波驱动，采用霍尔传感器采样转子位置，以此为基准信号控制绕组强制换相。这种方案控制方法简单，成本低，在目前电动车方案中应用广泛。但由于方波驱动换相时会出现电流突变，导致转矩脉动较大，转动不平稳，噪声指标较差，难以在家电应用领域推广。而正弦驱动可以避免换相时的电流突变，虽然转矩会降低，但在噪声指标上有明显的优势。

　　通常电机变频控制都采用DSP实现，还需要提供传感器检测转子位置，可实现高控制，但DSP方案开发成本和应用成本都很高，家电应用对价格非常敏感，传统的DSP电机矢量控制方案比较难推广。由于某些家电应用对动态响应等性能要求不高，如风扇，可以用稍微降低性能但大幅度降低成本的方案来代替DSP方案。本文提出了8位单片机的正弦波驱动方案来满足这种需求。

　　硬件选型

　　1 正弦波信号产生

　　本方案控制为一颗集成PWM发生器的8位单片机——中颖SH79F168，其内部框图如图1所示。此MCU采用优化的单机器周期8051内核，内置16KB闪存，兼容传统8051所有硬件资源，但指令执行速度提高12倍，采用JTAG在线仿真方式，内置16.6MHz振荡器，同时扩展了如下功能：双DPTR指针；16位×8乘法器和16位/8除法器；3通道12位带死区控制PWM，6路输出，输出极性可单独设定，提供中心对齐和边沿对齐模式；集成故障检测功能，可瞬时关闭PWM输出；内置放大器和比较器，可用作电流放大采样和过流保护；提供硬件抗干扰措施，例如PC指针溢出复位等；提供Flash自编程功能，可以模拟用做EEPROM，方便存储参数。

　　图1 MCU内部框图

　　由于集成PWM发生器和电流放大/比较器，一颗SH79F168就可以完成所有控制功能，而且采用8051内核，上手容易。

　　设计原理

　　整个系统采用SH79F168为主控MCU，MCU输出的PWM信号直接和功率模块连接，控制功率管的通断。同时MCU还负责电压电流ADC检测，霍尔位置检测，速度给定输入转换，实际转速信号输出以及电机控制算法等功能，结构如图2所示。

　　图2 控制部分结构图

　　功率部分采用智能功率模块，可用MCU输出信号直接控制，PCB Layout时需注意snubber电容要尽量靠近SPM，减小引线电感，同时自举升压二极管需选用高耐压快恢复二极管，结构如图3所示。

　　图3 功率部分结构图

　　霍尔相序自动测定

　　为了实现自动判别霍尔（Hall）输出信号与转子磁动势的位置关系，常采用的办法是给二相绕组持续通电，让转子固定在某个位置，记录下对应的Hall信号值。但这种方法有缺陷，定子合成磁势的方向正好和霍尔位置重叠，这样可能导致误判。本方案采用另外一种方法避开解决此问题，采用三相通电，这样定子合成磁势的方向刚好与霍尔位置错开30°电角度，确保了读到的霍尔值的准确性。

　　正弦波控制方式

　　得知Hall输出信号与转子磁动势位置的关系之后，可以产生正六边形的旋转磁场，如图4所示，AB相绕组通电，产生图中合成磁势Fa，由于Fa的牵引，Ff将会顺时针旋转，旋转到X位置后，换成给AC相通电，则Fa顺时针跳跃60°电角度，牵引Ff顺时针旋转60°，依次类推，通电顺序按照AB-AC-BC-BA-CA-CB-AB循环，则带动永磁转子顺时针旋转。这就是传统的方波控制方式。

　　图4 二极三相绕组示意图

　　由电机基础理论可知：T=K*Fa*Ff*sinθ。式中K为常数，Ff为定子合成磁动势，Fa为转子磁动势，θ为定子磁动势和转子磁动势的夹角，显然θ=90°时转矩。方波控制以六步运行，θ在60°?120°之间变化，因此不是恒定转矩，正弦波控制的目的就是控制定子磁链方向，尽量保持定子磁链方向和转子磁链方向垂直。(这也就是DSP矢量控制追求的目标——定子磁链定向控制)。这样转矩且恒定，没有转矩脉动。

　　要想获得上述效果，需要知道转子位置，采用光电编码盘定位准但成本高，家电应用中负载确定，电机转速不会突变，因此本方案采用目前无刷电机标配的霍尔传感器来检测转子位置。60°电角度内认为转子速度恒定，转子位置采用软件模拟定位。转子旋转360°电角度，霍尔传感器有六种输出，在程序中作出一个360°正弦波的表，每隔60°分段，通过读取3路霍尔的当前值，软件取不同的段，取出的数据送入PWM发生器的占空比寄存器，就可以复现一个完整的360°正弦波，取表间隔时间以上一霍尔周期实际测试时间为参考动态调整。

　　超前换相角处理

　　上述方案实现的是理想状态下的电压驱动波形，只是保证电压矢量是和转子磁势方向基本垂直，实际上由于电机是感性负载，电机定子电流矢量滞后于定子电压矢量，因此定子磁势也滞后于定子电压矢量，也就是说，如果按照上述SPWM波形驱动电机，定子磁势和转子磁势夹角将小于90°，电机转矩不是，定子电流存在直轴分量，产生去磁效应，导致控制器的功率因素不高，因此需要加入超前换相处理。以便定子磁势和转子磁势夹角尽量接近90°。软件实现很简单，只要在做正弦表时，将初始角度超前就可以，无须更改软件结构。

　　如何调速

　　正弦波频率是根据Hall信号的变化随时调整，属于自控式被动变频，如果要调节电机速度，不能直接修改调制正弦波频率，而是修改调制波幅度，因此软件中取出的正弦表值会和外部的速度给定系数相乘后再写入PWM发生器的占空比寄存器中，调制幅度修改后，电机上等效电压变化，因此转子转速变化，而正弦调制波的频率则依据转子霍尔信号被动调整。