4.9到6.0GHz低噪声放大器E-pHEMT的设计（二）

输出高通网络由串连电容C3、并联电感L4组成。该带通网络可提供额外的低频增益抑制实现如下几个目的：首先，增强的低频信号抑制会降低LNA对较强低频信号发射的易感性，且较强的低频发射会使LNA饱和，给带内性能带来不利影响。其次，因为低频增益峰值通常与K值降低有关，低频增益抑制也提高了LNA的稳定性。

　　因L1也被用来输入栅压，在额定工作频率下，电感必须由C4适当地旁路掉，这可以增强低频稳定性。 R1和C5提供一个较好的低频电阻终端，从而提高低频率的稳定性。如果C4的值太大，L1和C4的串联谐振频率常常会产生低频增益振荡，从而使得R1和C5的值很难稳定下来。通过ADS的优化功能，可以选择适当的L1、C4和R1的值，使低频稳定性。选择一个10nF的电容C5，以其提高输出三阶截距(C5的值在优化过程中保持不变)。

　　输出高通网络由串连电容C3和并联电感L4组成。由于L4用来给Q2施加漏压，它被C10旁路，R8和C11提供了一个低频电阻终端。

　　输入网络的主要目的是提供低噪声系数和很好的S11，输出网络的主要目的是提供需要的输出功率和很好的S22，级间网络用来在需要的频段使增益更平坦，降低低频增益，并有助于提高整体稳定性。需要电感为Q1施加漏压，为Q2施加栅压，需要电容为两级之间提供直流隔离，这样就形成了高通网络的基础。可以用ADS软件来优化网络的多种参数。

　　至于FET源端正确接地的重要性，再怎幺强调都不过份。尽管通常低频增益在器件和信号地之间的距离短时达至值，但仍可用一部分控制源电感来降低增益、提高稳定性，并在对噪声系数影响的基础上改进S11和S22。通过对每个源端和电镀通孔之间的微带线的尺寸、微带和信号地之间的电镀通孔尺寸的建模，设计者可以利用ADS来决定源电感。由于源电感通常使FET在高频时再生、在低频时退化，可从100 MHz到18GHz的K因子曲线中找到用于电路中的源电感。

　　建立射频匹配网络之后，下一步是对器件加直流偏置。图3给出了一个无源偏置的例子。在该例子中，通过电阻R4和R8上的压降来设置漏流(I_d)，可使用下面的公式计算它们的值：

　　其中：V_dd电源电压，3.3V；Vds是器件的漏源电压，2.7V；V_g 是器件的栅源电压，0.515V；I_ds是器件的漏源电流，15mA；Ibb代表直流稳定性，是典型栅流的10倍，0.1mA。

使用R2和R3组成的分压网络，建立了典型栅偏压(V_g)。

　　可以在产品数据表的第10页，找到完整的无源偏置的例子(https://literature.agilent.com/litweb/pdf/5988-9006EN.pdf)。值得注意的是：由于使用表1中的元件值，在计算值和实际值之间有差异。

在电源电压V_dd＝3.3V下测试放大器，该电源为每个器件提供V_ds = 2.7V和I_d= 15mA的偏置点。图4给出了测量的和　　　　　仿真的噪声系数。在5.8 GHz时噪声系数的额定值是1.4 dB。输入微带线的损耗是0.15 dB，因此加上匹配网络的损耗后器件的噪声系数大约是1.25dB。1dB压缩点(P-1dB)下的输出功率是+11.5dBm。输出三阶截距点(OIP₃)是+28dBm。

　　在5.8GHz时，放大器测得的和仿真的增益是额定值22dB。图5中的扫频增益曲线表明，若频率较低，则增益有适度的下降。图6和图7分别给出了输入和输出回波损耗的测量和仿真曲线。在4.9－6.0GHz频带内，测得的输入回波损耗大于15dB，输出回波损耗大于9.5dB。