2300V：用于 1500V 光伏集中式逆变器的新 IGBT 电压等级
由于该应用领域存在所有这些挑战，Infineon Technologies 为功率模块开发了一种新的电压等级 ，而没有所有这些限制。因此，新的功率器件取决于宇宙辐射稳健性要求。VDC=1500 V 的太阳能集中式逆变器的 MW 级重点放在了 MW 级上，并产生了新的 2300 V Si-IGBT 和 2300 V Si-Diode 电压等级。为了达到性能，采用的技术，即第 7 代 TRENCHSTOP? IGBT 和发射极控制二极管，作为这款新型功率器件的基础。
半导体的连续工作温度设置为 Tvj_max=150°C，并结合扩展的可用过载温度。这使得工作温度接近模块的允许结温 Tvj_max=150°C。扩展过载温度 （TvjOL） 允许该器件在高达 TvjOL=175°C 的温度下短期使用，以应对电网故障事件期间的短期过载运行。
在 PrimePACK 3+ 外壳中实施新芯片组，采用半桥 （FF） 配置的新型大电流功率模块（标称额定电流为 1800 A）是可行的，从而产生具有全额定电流 IGBT 和全额定电流二极管的新型模块FF1800R23IE7。这种新的功率半导体解决方案允许在标准独立 2 电平 （2L） 拓扑中为太阳能集中式应用提供灵活和简化的逆变器设计。它也是一个很好的选择，作为高效的 3 级 NPC2 拓扑 （3LNPC2） 中的主要部分。
对于标准的 2L 拓扑，太阳能集中式逆变器中 DC（+） 和 DC（-） 之间的完整系统工作电压由 VDC=1500 V 给出。图 1 显示了 VDC=1500 V、室温和 IC=1800 A 集电极电流的 2L 设置中FF1800R23IE7的 IGBT 关断事件。
IGBT 关断 FF1800R23IE7 2L;VDC=1500 V，IC=1800 A，Tvj=25°C
图 1：IGBT 关断FF1800R23IE7 2L;VDC=1500 V，IC=1800 A，Tvj=25°C
产生的过压峰值仅为 ΔVce=312 V，在这些条件下导致 VCEpeak=1812 V，远低于 2300 V。这款新型 2300 V PrimePACK 3+ 电源模块可与通用集电极配置的另一款新型 1200 V PrimePACK 3+ 模块结合使用，以在 3L-NPC2 拓扑中实现大电流解决方案。
用于 1500V 3L-NPC2 太阳能中央拓扑的电源模块
这款 1200 V 共集电极 （CC） PrimePACK 3+ 模块基于 Infineon Technologies 的 TRENCHSTOP IGBT7 技术 [6] 以及相关的温度特性。CC 拓扑专为 3 级 NPC2 拓扑的 NPC 路径中的双向开关而设计。该器件需要处理正常运行期间的高电流以及电网故障事件期间的过载情况。
对于这种正常和不规则的运行条件，以及提供实现功率的机会，新设备FF2400RB12IE7提供 ICnom=2400 A 的标称额定电流。因此，所提出的 NPC2 解决方案可以组装成双模块 （1：1） 配置，并在三模块 （2：1） 配置中升级功率。两种变体的基本原理图如图 2 所示。
NPC2 拓扑，带有两个 PrimePACK 3+ 电源模块 1：1（1 个半桥 + 1 个公共集电极）
带 3 个 PrimePACK3+ 2：1 功率模块（2 个半桥 + 1 个公共集电极
图 2：a） 具有两个 PrimePACK 3+ 1：1 电源模块（1 个半桥 + 1 个公共集电极）的 NPC2 拓扑;b） 带三个 PrimePACK 3+ 2：1 电源模块（2 个半桥 + 1 个公共集电极
在系统级化环路电感是优化整体系统性能的关键杠杆。与基于串联、单开关模块的解决方案相比，在单个封装中实现的双向开关可在三电平系统中实现更低的寄生电感。借助 PrimePACK 3+ 封装的四个独立的模块内部母线，可实现低寄生电感和高载流能力。这一概念的交错电源端子设计为降低整体系统电感提供了可能性。当每个母线对形成带状线导体时，杂散电感会降低。在图 3 中，显示了三模块 （2：1） 相位的模块布局和可能的 DC 总线结构。在图 3 A 的中间，显示了 CC 模块的电源端子布局。
a） 两个 FF 模块和一个 CC 模块的示例性模块布置，电源端子交错排列;b-d） 直流母线层和结构 DC（+）/AC à NPC à DC（-
图 3：a） 两个 FF 模块和一个 CC 模块的示例性模块布置，电源端子交错排列;b-d） 直流母线层和结构 DC（+）/AC à NPC à DC（-）
对于 3L-NPC2 1：1 模块布局，与 2：1 解决方案相比，环路电感将适度增加。这种 1：1 系统的回路电感约为 Ls=35 nH 是可行的。在这种 1500 V 设置中，2300 V FF 器件和 1200 V CC 器件的峰值电压值得关注。对于坏情况下的峰值电压调查，在示例实验室测量中应用从 DC（+） 到 DC（-） 的完整系统工作电压，VDC_System=1500 V。由于 VDC=VDC_System/2，这些测量的有效电压从 DC（+） 到中性线 （NPC） 和 DC（-），导致 VDC=750 V。在图 4 中，显示了在 750 V、室温和额定器件电流下测得的峰值电压 VCEpeak（基于两个器件的采样状态）。
a） IGBT 关断FF1800R23IE7;VDC=750 V，IC=1800A，Tvj=25°C;b） IGBT 关断FF2400RB12IP7;VDC=750 V，IC=2400 A，Tvj=25°C
图 4：a） IGBT 关断FF1800R23IE7;VDC=750 V，IC=1800A，Tvj=25°C;b） IGBT 关断FF2400RB12IP7;VDC=750 V，IC=2400 A，Tvj=25°C
对于FF1800R23IE7，峰值电压仅在 VCEpeak=1080 V 时测量，而对于 1200 V 双向开关，在这些条件下，峰值电压仅在 VCEpeak=1064 V 时测量。所有峰值电压均远低于单个设备的额定值。所有测量均在未使用主动夹紧措施的情况下进行。结果提供了在正常工作条件下无过压限制地运行这些功率模块的机会。明显的优势是减少了组件数量，并进一步简化了逆变器设计。
图 5 总结了考虑了有关大功率集中式逆变器的各种潜在解决方案的仿真结果。对于仿真，假设光伏系统的总线电压降低，而不是坏情况下的工作电压，而是与应用更相关的 VDC=1200 V 母线电压降低。对于每支路两个模块 （2L-2M） 的 2 电平配置，每个逆变器 800 kW 的功率看起来是可行的，而三模块配置 （2L-3M） 提供了达到 1200 kW 的可能性。对于这两种配置，都考虑了已停止的脉宽调制 （DPWM）。
使用新解决方案设置的 2 电平、3 电平 NPC1 和 3 电平 NPC2 的模拟输出功率
图 5：使用新解决方案设置的 2 电平、3 电平 NPC1 和 3 电平 NPC2 的模拟输出功率
与标准的两电平拓扑相比，三电平拓扑的损耗降低和效率显著提高，从而获得相同或更高的输出功率。
比较不同的三电平解决方案，新的三电平 NPC2 配置看起来有希望。使用较少数量的模块、两个模块 （3L-2M） 而不是三个模块实现相同的输出功率 或者，相同数量的模块 （3L-3M） 可实现 1600 kW，在相同的模块总占地面积上，输出功率提高了约 33%。
不仅大功率光伏集中式逆变器必须遵循创新以支持光伏系统技术领域的进一步发展，组串式逆变器也必须遵循创新。
用于 1500V 3L A-NPC 组串式逆变器的电源模块
提出了一种经济高效的方法，对 A-NPC 拓扑进行特殊调整，以将 Infineon 的 CoolSiC? 1200-V MOSFET 与 TRENCHSTOP IGBT 技术结合。在35 kHz的开关频率下，所展示的EasyPACK? 2B功率模块的输出功率为75 kW。通过并联，输出功率会相应增加。此外，还实现了几乎圆形的 P-Q 图，支持储能系统等新兴应用。
在公用事业规模的系统中，可以观察到直流系统电压从 1000 V 到 1500 V 的变化 [2]。主要动机是降低电缆和安装成本，以及由于高直流和交流电压水平而提高系统功率密度。此外，公用事业规模系统中正在出现每台单元 75 kW 至 150 kW 的分散式大功率组串式逆变器，因为它们允许更灵活的设计和更低的维护成本。此外，使用高达 1500 V 直流电压的储能系统也变得越来越重要。
Infineon 的 CoolSiC MOSFET 非常适合太阳能应用。特别是它们的快速切换能力和宇宙射线的稳健性。尽管 SiC 器件价格昂贵，并且所需的栅极驱动器概念在抑制寄生导通的有源米勒箝位等方面更加复杂，但在损耗方面取得了显著的改进。因此，对于快速开关器件，如果与成本优化的硅器件相结合，CoolSiC MOSFET 是一种出色的替代解决方案。通过这种方法，可以提高开关频率，降低总损耗，并限度地减少相关关键组件，如滤波器或散热器，终实现优化和的系统成本。
大功率组串式逆变器的一个重要特点是易于安装。如果只有两名工人能够搬运和安装系统，那将是有益的。这意味着，尺寸和重量特别重要，因此开关频率应尽可能高，以化输出滤波器。根据拓扑结构的不同，不一定每个开关都必须基于 SiC。为了实现的性价比，必须考虑使用正确的技术以及相应的优势。从系统的角度来看，SiC MOSFET/Si 混合解决方案是性能和成本方面的选择。
为了实现 1500 V 高功率逆变器，采用 1200 V IGBT 的 NPC1 拓扑是当今的常见方法 [2]。有源中性点钳位 （A-NPC） 拓扑在中性路中具有有源开关，提供了额外的自由度。
图 6 a） 显示了拟议实施方案的相位臂，其中 T1 至 T4 由硅基 IGBT 和相应的硅续流二极管 （FWD） 组成。晶体管 T5 和 T6 由带有内部体二极管的 CoolSiC MOSFET 组成。与市场上的其他 SiC MOSFET 相比，不需要外部 SiC FWD。这允许将所有部件组合在一个 EasyPACK 2B 模块中，从而支持紧凑的设计和高功率密度。使用 [7] 中介绍的调制方案，Fgure 6 b），IGBT 仅反转基波输出电压的极性，并与电网频率 （50/60 Hz） 进行切换。因此，IGBT 可以针对的导通损耗进行优化。
通过这种方式，开关损耗只发生在快速高效的 SiC 元件中。因此，SiC 器件的数量减少到限度，实现了的性价比。
a） EasyPACK 受限中的 ANPC 拓扑 版权所有 ? Infineon Technologies AG 2020。保留所有权利。TM 2B 功率模块 Infineon 专有 6 采用 CoolSiCTM MOSFET;b） 调制方案：T6 与 T5 互补。
图 6：a） 受 EasyPACK 限制的 ANPC 拓扑，版权所有 ? Infineon Technologies AG 2020。保留所有权利。TM 2B 功率模块 Infineon 专有 6 采用 CoolSiCTM MOSFET;b） 调制方案：T6 与 T5 互补。
CoolSiC MOSFET、Si IGBT 和 Si 二极管在典型应用条件下的结温如图 7 所示。CoolSiC MOSFET （T5） 的温度通常，但仍远低于 150°C。 它实际上与功率因数无关。当接近 cos（φ）=-1 时，FWD D1 的温度与 T5 的温度相似。
模拟结温随功率因数的变化（Igrid=72 A，VDC=1200 V，Vout=600 VAC，fsw=35 kHz，TA=45°C，TH=90°C）
图 7：模拟结温与功率因数的关系（Igrid=72 A，VDC=1200 V，Vout=600 VAC，fsw=35 kHz，TA=45°C，TH=90°C）
所提出的调制方案与 A-NPC 拓扑相结合的一个显着优势是能够在几乎圆形的 P-Q 图中工作，而不会在 SiC 器件上降额电流。图 8 中给出了该图。
模拟 P-Q 图（VDC=1200 V，Vout=600 VAC，fsw=35 kHz，TA=45°C，TH=90°C）
图 8：模拟 P-Q 图（VDC=1200 V，Vout=600 VAC，fsw=35 kHz，TA=45°C，TH=90°C）
这允许在电网条件不稳定的地区以无功功率模式使用此解决方案。这在公用事业光伏应用中正成为越来越重要的要求。此外，相同的硬件平台可用于太阳能和储能应用。
