对于车载充电器 （OBC） 的 DC-DC 级，文献中 LLC 和 LLC 衍生的双向谐振转换器拓扑是。已经实施了改变直流总线电压等方法，以确保 DC-DCstage 转换器处于谐振状态。但是，这些转换器拓扑对整体 OBC 设计有一定的限制和影响，本文将对此进行介绍。
　　典型的 OBC 架构具有一个双向前端 AC-DC 级，后跟一个隔离式双向 DC-DC 转换器，为高压电池充电。设计人员必须满足整个电网和电池电压范围的性能、效率和功率密度目标。对于 AC-DC 级，图腾柱 PFC 是解决方案。充电算法在 DC-DC 阶段实现。DC-DC 在高频下切换，需要双向软开关的拓扑结构，即使使用宽带隙器件也是如此。
　　相移全桥是一种合适的拓扑结构，但存在零电压开关 （ZVS） 范围受限、获得 ZVS 的占空比丢失、次级器件缓冲器等问题。双有源桥也与 ZVS 一起工作，但在固定输出方面具有性能。对于高功率，谐振转换器是，因为它们在所有器件中提供软开关，即使在高频和低 EMI 下也是如此。其他额外的优势是元件数量少、利用变压器漏感进行谐振以及无需缓冲器/箝位电路。基于 MOSFET 的整流器使转换器成为双向的。本文介绍了 LLC 和 LLC 衍生转换器的 OBC 设计挑战。
　　用于 OBC 的 CLLLC 面临的挑战
　　具有固定 [1] 和可变直流总线电压 [3]、[4] 的 CLLLC 已被证明是双向 DC-DC 的一种有吸引力的拓扑结构。但是，在 OBC 中使用时，这些拓扑会带来一些挑战，本节将对此进行介绍。
　　输出调节和损耗 – 固定直流链路

　　对于 OBC，通过改变开关频率来支持宽输出范围。不同开关频率下的谐振电路电流如图 2.1 所示。对于所有情况，都可以实现主设备的 ZVS 打开，但很难关闭。

　　不同开关频率的谐振电路电流
　　图 2.1：不同开关频率下的谐振电路电流
　　开关频率提高到谐振以上，以支持在低电池电压下充电。谐振周期被下一个半周期打断，初级 MOSFET 以更高的电流和损耗关闭。由于提供了输出电流，因此整流器中的导通损耗与标称输出相同。整流二极管是硬换向的，这会增加 EMI。
　　通过低于谐振的开关来获得增强动作。谐振周期完成，谐振电路电流等于磁化电流，直到周期结束。磁化电流和关断损耗较高，但在一定程度上被较低的频率补偿。电桥中的循环磁化电流即使在轻负载下也会导致高导通损耗。整流器电流是不连续的，所需的输出滤波器电容值更高。[1] 中 6.6kW、[2] 3.5kW 和 [3] 中 6.6kW 充电模式的实验结果显示了不同输出电压下的效率趋势。发生谐振作的输出的效率处于峰值。放电模式的行为也保持不变。对于较低的电压，在所有 3 种情况下效率都较低。即使对于在 [1] 中使用 SiC 和 [3] 在 GaN 的设计，在和标称电池电压下的效率差异也大于 1%。
　　组件选型 – 可变直流链路
　　[3] 和 [4] 中的可变直流链路方法对于保持电路在谐振周围运行非常有吸引力。在整个电池电压范围内，效率数字接近 98%。在 [3] 中，直流总线电压在 520V 到 840V 之间变化，以保持 DC-DC 级处于谐振状态。
　　可变直流链路对 PFC 级的影响
　　PFC 级设计用于 840V 输出，即使在 LF 支路中，SiC 也只是一个合适的设备。在布局和元件选择时，需要特别注意 840V 的高 dV/dt。共模电流可以通过隔离电容进入控制电路。必须使用具有非常高 CMTI 的隔离式栅极驱动器和隔离放大器，这会增加成本。EMI 水平也会上升，并且输入中需要重型滤波器。
　　升压 PFC 电感取决于输出电压
　　如果需要限制 ΔL-max，则 840V 输出的电感值会更高。为了保持较低的损耗，必须通过增加磁芯尺寸来减小磁芯中的磁通摆动。它也优选单层绕组，开始和结束绕组之间没有重叠。所有这些因素都会增加电感的成本和尺寸。
　　PFC 输出电容器组受要支持的电压的严重影响。市售的咬接式电解电容器在 450V 时具有高电容和纹波电流，适用于 400V 输出应用。在[5]中，4 个直径为 35mm 的 680uF 450V 电容器并联用于 400V 输出的 6.6kW PFC。在 [6] 中，电容器组由 20 个电容器的串并联组合组成，每个电容器的额定电压为 220uF 400V，比固定直流输出类型多消耗 32% 的 PCB 面积。进一步的串联需要电压平衡网络。额外尺寸的电容器补偿了 DC-DC 级中通过谐振和软开关现象在整个电池范围内实现的功率密度增益。
　　快速开关 SiC 桥需要一个非常小的功率环路，该电路通过紧密放置的 MLCC 去耦电容器来实现，该电容器可与 X7R 电介质一起使用。电容与偏置电压有很大关系。对于 1kV 100nF 部分，在 400V 以上工作时，电容降至 30nF 以下。这需要电容器并联，并增加成本和 PCB 面积。
　　输出软启动和短路保护
　　输出软启动对于限制负载和未充电滤波电容器吸收的启动电流至关重要。对于软启动，一些模拟控制器以初始频率作为谐振频率的倍数开始运行，从而将初始输出电压保持在较低的水平。在 [8] 中，提出了一种启动的轨迹控制，可确保启动期间的电流应力在器件可容忍的水平内。然而，从较高频率启动时的热应力仍然是一个值得关注的问题。
　　简单的过流或短路保护方法是在检测到过流的情况下增加开关频率和感应阻抗。这样做会增加开关损耗，并且冷却系统可能不足以防止热故障。另一种方法是对初级设备使用 PWM 或占空比控制，这将中断谐振周期和电流。这种方法会导致器件的 ZVS 损失，并且很容易因热应力而失效。在 [8] 中，进一步扩展了启动的轨迹控制方法以进行短路检测，并采用打嗝模式来降低热应力。然而，短路检测基于负载电流感应，延迟可能会导致短时间内出现高器件电流应力。[7] 中提出了一种过流钳位方法，该方法在短路情况下也效果很好。该方法提供类似于非隔离式 DC-DC 转换器中的逐脉冲电流限制的电流限制。CLLLC 转换器的衍生保护电路如图 2.2 所示。

　　带过流保护的 CLLLC 转换器

　　图 2.2：具有过流保护的 CLLLC 转换器
　　POS 和 NEG 端子连接到稳定的稳压电源，是直流链路。额外的箝位变压器和二极管在正常工作期间不起作用。在过流的情况下，电容器 Crp 电压上升，当它穿过 POS 和 NEG 之间的反射电压时，电容器电压被箝位，从而箝位初级电流。钳位变压器漏感和直流电阻会导致计算电流钳位水平和实际电流钳位水平的差异。对于变频作，变压器应设计为频率。宽频率作使得固定钳位电流点非常困难。可变直流母线方法的频率变化很小，但没有用于箝位的稳压电压。此外，由于栅极信号不平衡或器件导通时间变化，Crp 上的小直流电压含量可能导致保护电路故障。过流限制仍然是一个设计挑战。
　　输出纹波和可控范围
　　在 OBC 中，电池电压和电流纹波内容，尤其是双线频率，具有指定的限制。开关频率在工作点周围以少量方式变化或调制，以限度地减少线路频率纹波。当数字控制时，频率增量/减量有限制。在较高频率下，调制分辨率可能不足以减少纹波。工作频率应较低，以使纹波消除有效。但较低的频率对转换器尺寸有严重影响。另一种选择是在输出端添加一个 LC 滤波器，但滤波器的大小会很大，因为预期的截止时间是相对于电网频率的。