图1 LM317和HC4053合并以使PWM功率DAC，而Q1则强迫前凝管U3跟踪和维持恒定的3V U2 I/O净空差速器以提高效率。

　　如较早的DI中所述，开关U1B和U1C接受10 kHz PWM信号，通过反馈网络R1，R2和R3生成U2调节器的0V至11.25V“ adj”控制信号。传入的PWM信号是AC耦合的，因此U1可以在U2的输出上“浮动”。 U1C提供了PWM信号的平衡倒数，如“取消模拟扣除的PWM DAC纹波”中所述实现了主动波纹取消。
　　请注意，R1 || R2 = R3以优化波纹减法和DAC精度。这种反馈安排使U2的输出电压遵循PWM占空比（DF）的功能：
　　vout = 1.25 /（1 - df（1 - r1 /（r1 + r2）））= 1.25 /（1 - 0.9 df），

　　如图2所示。

　　图2 VOUT（1.25V至12.5V）与PWM DF（0至1），其中VOUT = 1.25 /（1 - 0.9 df）。

　　图3绘制了图2的倒数，产生了任何给定Vout所需的PWM DF。

　　图3图2的倒数或任何给定Vout所需的PWM DF，其中PWM DF =（1.111 - 1.389/vout）。
　　关于跟踪前调节器的内容：对U3的控制，以维护固定U2免受辍学所需的3V净空，依赖于Q1充当一个简单（但足够的）差分放大器。 Q1驱动U3的VFB电压反馈引脚保持VFB = 1.245V。因此（其中vbe = q1的发射极基偏见）：
　　VFB/R7 =（（（U2in - U2OUT） - VBE）/R6
　　1.245V =（U2IN - U2IN - U2OUT - 0.6V）/（5100/2700）
　　U2in - U2in - U2OUT = 1.89 * 1.245V + 0.6V + 0.6V = 3V = 3V
　　同时，推论Q2的作用是为了敏锐的读者的练习。提示：它节省了在Vout = 12V处的原始DI上的瓦数的三分之一。
　　请注意，如果您想将此电路与不同的先前调节器一起使用不同的VFB，只需调整：
　　R7 = R6 VFB/2.4