MP023：主要侧调节反式控制器
　　MP023是一个离线的主要侧控制器，可提供的集成调节，而无需光电耦合器或辅助反馈电路。 MP023的可变暂时控制允许其反式转换器以不连续的传导模式（DCM）运行。 MP023的当前限制和次级占空比是可配置的，这使设置输出电流（i Out）变得容易。图1显示了MP023的典型应用电路。
　　　图1：MP023的典型应用
　　内部高压启动当前源和节能技术将无负载功耗限制在30兆瓦以下。全面保护功能包括V CC底电压锁定（UVLO），过载保护（OLP），过度保护（OTP），开环保护（OCKP）和过电压保护（OVP）。

　　设计飞回转换器流程图

　　在设计超范围的Flyback Converter中，设计超宽V时，涉及许多重要的设计决策和权衡。以下各节将通过设计过程中的每个步骤进行。

　　图2显示了一个飞回转换器设计流程图。

　　图2：控制环设计流程图。
　　反式转换器设计过程和计算
　　步骤1：设计输入

　　一旦定义了输入参数，就该设计整个转换器了。这些参数包括输入电压（v in），输出电压（v out），输出电流（i OUT），操作模式，开关频率（F SW），次级占空比，估计效率，反馈（FB）采样时间，次级FET的正向电压和IC电源电压。表1显示了本文讨论的电路的设计输入摘要。在这种情况下，通过接受AC和DC输入，输入电压范围从85V AC到576V AC，或从90V DC到815V DC。

　　MP023具有输出电缆补偿，其中，次要侧的占空比限制为一定值，具体取决于连接到CP PIN的电阻或电容。根据MP023的数据表，将1F电容器连接到MP023的CP PIN将次级占空比限制为40％。
　　为了确保结果是现实的，转换器的估计效率被定义为相对较低（约85％），因为这是低功率飞回转换器的共同值。对于此应用程序，我被定义为3a；同步整流器控制器（例如，MP6908A）与次级MOSFET一起使用，以提高效率并减少热问题。

　　步骤2：选择所需的转弯比的计算

　　根据指定的V IN_MIN计算转弯比（n ） ，以提供足够的i ，这是由于次级侧的载入限制。转弯比可以通过公式（1）计算：

　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　在计算转弯比以用v in_min传递功率之后，选择n。转弯比是次级RMS电流与次级MOSFET的反向电压之间的折衷。
　　由于该用例利用同步矫正，因此次级MOSFET'A反向电压很重要，因为低压MOSFET具有成本效益且易于获得。对于此设计，选择了转弯比为15。此选择将在步骤5中进行验证。

　　接下来，计算主要绕组将在切换周期的后半段中经历的输出反射电压（V W ）。 V W可以通过等式（2）估算：

　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　当计算主要MOSFET的反向电压时，V W很重要。
　　步骤3：选择所需的磁性电感的计算

　　由于补偿器的被动组件是控制器内部的，因此MP023可以采样其提供的辅助电压，以关闭环路增益系统（Flyback Converter和集成补偿器）。 FB采样时间定义了控制器采样调节辅助电压的时间（见图3）。

　　图3：FB电压采样点

　　根据MP023的数据，次级MOSFET的时间（TS_ON）必须满足等式（3）中的要求：

　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　其中TFBS_MAX是FB采样时间，而TFBS_SD是FB采样持续时间。
　　要计算磁性电感及其峰值电流值，请考虑该模式。在这种情况下，由于MP023在DCM中的工作原理，可以用等式（4）估算输出功率（P）：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　在考虑方程（3）和方程（4）时，可以通过等式（5）来计算磁性电感：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　公式（5）可以通过等式（6）来简化：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　在计算应用程序所需的磁性电感后，计算其值，该值受固定次要占空比的限制。 LM_MAX可以用公式（7）计算：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　可以通过等式（8）简化它：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　因此，磁性电感必须在143.1μH和624.24μH之间。但是，LM是RMS电流与变压器大小之间的权衡。建议使用计算值的60％至80％之间的变压器来实现其全功率，而不会限制次要占空比。在此示例中，使用了400μH的磁性电感。
　　选择变压器值后，用等式（9）计算峰值电流：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　由于该应用程序的设计为具有超宽的VIN，因此必须确保高VIN处的按时超过前沿的空白时间，这一点很重要。空白的时间是关闭控制器内部比较器的个切换周期中的时间，以避免由于射击而引起的短路保护（SCP）。
　　可以使用公式（10）估算按时（吨）的值（吨）：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　根据此计算，所选的磁化电感适用于应用。
　　步骤4：分流电阻计算
　　一旦计算了峰值电流值，就设计了分流电阻器以正确关闭峰值电流控制的循环。
　　根据MP023的数据表，频率的电压极限，即电流为0.464V。可以用公式（11）计算并联电阻（RSHUNT）：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　设计师必须选择可以承受其功率耗散的分流电阻。可以用公式（12）估算主要的RMS电流：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　在这种用例中，功率耗散约为61MW。
　　步骤5：主要MOSFET计算
　　在步骤5中，选择适当的主MOSFET供应用程序。随着计算峰和RMS电流，计算MOSFET必须使用公式（13）必须承受的电压：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　对于此用例，需要反向电压为1200V的主MOSFET。
　　步骤6：整流器MOSFET计算
　　与主要MOSFET计算相似，同步整流器的反向电压可以通过等式估算（14）：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　因此，需要反向电压为120V至150V的整流器MOSFET。
　　次级RMS电流对于选择整流器MOSFET也很重要。次级RMS电流（IS_RMS）可以用公式（15）计算：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　考虑到此计算，此应用需要一个电阻低（RDS（ON））的整流器MOSFET。
　　步骤7：变压器设计
　　步骤7涉及变压器。选择变压器（例如材料和形状）涉及许多设计决策。对于此输出功率水平和输入电压，EF20（E20/10/6）适用于大小和有效面积。
　　该变压器的主要转弯（NP）可以用等式（16）估算：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　由于FSW为50kHz，因此有一些材料（例如N27或N97）可用于磁通密度的0.3T。为了达到选定的转弯比，主要转弯数，选择了0.275t的值。
　　一旦计算出NP，次级转弯（NS）就可以使用公式（17）计算：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　选择IC的电源电压（VCC）后，可以用等式（18）估算辅助数（NAUX）：
　　如何设计超宽输入电压范围飞回
　　这些计算导致以下转弯比制造的变压器：NP：NS：NAUX = 60：4：10。
　　终设计
　　图4显示了一旦计算了重要组件的值后，电路的终设计。
　　图4：终设计电路示意图。
　　图4：终设计电路示意图
　　实验结果
　　为了正确证实上述所有计算，制造了超宽输入电压射程的原型（见图5）。
　　图5：超宽输入电压范围反式反射（无输入过滤器）的原型。
　　图5：超宽输入电压范围反式反射（无输入过滤器的PCB）的原型
　　该原型是在没有输入过滤器的情况下安装的，以使其成为灵活的PCB，可以将其插入具有不同输入过滤组件的另一个PCB中。
　　图6显示了在电压下转换器验证的结果。蓝色迹线表示主要MOSFET（VDS）的排水 - 源电压，而粉红色痕迹表示通过分流电阻传感的主要电流。
　　图6：以输入电压为单位的转换器验证。
　　图6：输入电压的转换器验证
　　图7显示了电压下转换器验证的结果。蓝色痕迹表示主要MOSFET（VDS）的排水到源电压。
　　图7：输入电压的转换器验证。
　　图7：输入电压的转换器验证
　　图8显示了该设计在不同输入电压下的效率结果。
　　图8：效率结果。
　　图8：效率结果
　　图8显示，由于在次级侧使用同步整流，转换器的效率很高。此外，使用具有相对较低的栅极电容电容的主MOSFET可减少高VIN处的开关损耗。