汽车照明、电视背光和平板电脑只是需要多个 LED 的少数应用。以恒定电流驱动大量 LED 可以通过长串联连接或并联驱动多个灯串来完成。但将许多 LED 连接成一长串会带来高电压和单点故障问题。同样，为多个串并联供电需要多个电流调节器，每个串一个。终，这会导致更高的复杂性和成本。当今的趋势是并行操作串，本文探讨了实现此目标的电路选择和合理性。
　　LED 与标准二极管类似，都是电流驱动器件。它具有 IV 曲线，其中电流和电压是非线性的，其正向电压的微小变化可以转化为大的电流变化。由于 LED 电流几乎与 LED 光通量成正比，因此在电视等应用中控制电流非常重要。但并非所有应用都需要高精度的 LED 亮度匹配。如果 LED 在单串中驱动，则存在固有匹配，因为每个 LED 具有相同的电流水平。随着使用的 LED 数量增加，并联串变得必要，并且必须选择如何控制每个串中的电流。
　　典型的白光 LED 的正向电压为 3.3V，额定电流下的变化高达 20%。如果串联使用 10 个 LED，则在相同电流下，一串可能需要 33V 才能充分驱动，而第二串??则需要 39.6V。如果这两个串并联，则电压较低的串会拉动比预期多得多的电流，而第二串??会拉动明显较少的电流。一串中的所有 LED 都落在其正向电压规格高端的概率相当小，并且随着使用更多 LED，这种概率会降低。
　　实际上，这两个串之间的平衡要好得多，但仍然可能存在几伏的差异。为了解决这种情况，LED 制造商使用分档将部件分类为匹配 LED 正向电压 (Vf) 降（以及光通量和波长）的组，以实现更好的性能。图 1A 显示了并行两个字符串的简单、低成本实现。只需一个固定电压源和一个用于设置电流水平的简单电阻器即可。
　　一个检测电阻两端的电压可以通过外部控制电路进行调节，从而将输出电压调高或调低，从而控制 LED 电流。虽然这可以调节一个灯串中的 LED 电流，但不一定能很好地调节第二个灯串中的 LED 电流。它实际上会使第二个串中的电流变得更糟，就像控制环路增加稳压串的输出电压但第二个串的压降较低的情况一样。
　　与标准二极管一样，LED 的正向压降随着温度的升高而降低。如果一根弦明显比另一根更热，则其正向压降会减小并且开始消耗更多电流。这种增加的耗散会进一步加热它，增加其电流，并可能因热失控而导致 LED 故障。这种情况要求驱动串的电压是电流调节的并且是恒定的。此外，所有 LED 均应安装在共用散热器上，以尽可能保持它们之间的工作温度相等。

　　当串由恒定电压驱动时，热失控不是问题，但串之间的电流匹配可能相当差。由于每个串彼此独立（即，一个串中的电流不直接调节另一个串中的电流），因此当由电压源驱动时，容错能力良好，但当一个串中的电流调节时（通过 Vfb），容错能力较差。 ）。在这种情况下，如果稳压灯串中的 LED 开路，则控制电路会命令驱动灯串的电压升高，终导致未稳压灯串出现过压，从而导致故障。虽然当由无反馈的电压源驱动时就足够了，但图 1A的电路 无法为要求更高的应用提供 LED 串中的电流匹配。

　　图 1. 电流镜 (B) 比简单电阻器 (A) 电流调节具有优势。
　　图 1B 采用电流镜来调节两个串中的电流。个串使用来自检测电阻器 Rs1 的电压反馈 (Vfb) 来调节其电流，并依靠 Q1 和 Q2 的 Vbe 匹配来设置 Rs2 上的相同电压。在相同的检测电阻器电压和值的情况下，相同的电流被迫在第二串中流动。调节精度很大程度上取决于Q1和Q2的Vbe电压之间的匹配。因此，在同一芯片上具有两个组件的双晶体管有助于降低温度、处理和批次差异。该电路提供了合理的精度，但基极电流失配和 Vbe 与 Rs 比率会引入误差，使其不够完美。 Vfb 电压相对于 Vbe 越大，误差越低，但功耗也会增加。添加与 Q1/Q2 串联的基极电阻也可能有助于提高精度。其中一个问题涉及双 Q1/Q2 部件的功耗。大多数双晶体管匹配 对仅采用小型封装，例如 SOT-23，只能承受几百毫瓦的功耗。如果串中的 LED 的压降大于第二串中的 LED，则该电压差会出现在 Q2 的 Vce 两端。如果为 LED 电压不匹配分配几伏电压，则可以将可用电流限制为小于 100 mA。
　　另一个问题是当个串所需的电压小于第二个串所需的电压时。反馈设置输出电压以在个串中获得适当的调节，但第二个串没有足够的电压余量，并且该串中的电流减少。这可以通过在个串中添加串联电阻来添加额外电压来补偿第二个串来补偿，但这会增加损耗。

　　当前镜像方法的一个好处是，只需将底座连接在一起即可扩展到其他字符串。终，它也是容错的，因为如果串中的 LED 打开，第二串也会熄灭。但反之则不然，因为第二根弦跟踪根弦。因此，如果第二个字符串打开，个字符串仍然可以运行。需要过压保护，因为如果个串开路，输出电压会无限制地增加，导致 LED 过压。

　　图 2. 独立电流串稳压器提供冗余。
　　图 2 允许独立调节每个串中的电流。输出电压设置为固定电压，并考虑到可能的 LED 电压变化。这意味着输出电压可能比至少一个串所需的电压高几伏，但每个串中的电流始终调节到所需的水平。运算放大器（op amp）控制 FET 栅极电压。这会改变 FET 电阻，使检测电阻器电压与外部参考电压匹配，从而获得稳定的 LED 电流。该电路的工作原理与线性稳压器类似。由于 LED 电流由局部电流环路控制，因此输出电压简单固定。

　　这是有效的，但效率较低，因为由于两个 LED 串的电压不匹配，它会消耗 FET 中的额外功率。 FET 需要达到该功率的额定值，但电源封装中只需要一个廉价的 FET。 Rds_on 可以相当高（通常 1 欧姆或更高是可以接受的）并且开关速度很慢，因为它在线性区域运行。虽然这种方法的复杂性高于图 1中所示的方法，但它的容错能力更强。这种方法能够处理一个或两个短路的 LED 并且仍然正常工作。如果一个 LED 打开，另一串将继续运行而不受影响。

　　图 3. 原型电路具有动态余量调整功能。
　　图 3 是实现图 2 的评估电路，但增加了附加功能。突出显示的电平转换器模块 (D33-D35) 解决了与图 2 相关的较高功耗问题。它添加了一个反馈环路来调节 FET 漏极上的电压并将其限制为 1V。由于有两个 FET，因此仅调节电压的串中的 FET 电压，而电压较低串中的 FET吸收 差值。与图 2 不同，该电路仅在串之间存在实际电压不平衡时才会在 FET 中实现显着损耗，并且在串处于电压平衡时将损耗降至，从而提高效率。
　　与使用长弦时使它们失去平衡相比，这种情况更有可能出现。 FET 漏极电压增加或减少以控制串中的电流。例如，如果左侧灯串 LED 电流较低，则 FET 会导通更多，其漏极电压会降低（以向该灯串施加更多电压）。漏极电压由 D33 和 D35（其阳极与 FET 漏极电位相同）检测，并发送至 U3D 的电压反馈电路，以增加输出电压，直至 FET 漏极电压达到 1V。
　　这会将输出电压设置为 n*Vf + 1V（其中 n 是串中 LED 的数量，Vf 是单个 LED 的正向压降）。如果另一个串的电流较低，则电平转换器（D34 和 D35）接管控制。电平转换器模块中的附加组件可在 LED 开路的情况下提供输出电压。该电压水平由合理的 FET 功耗决定，设置为 ~0.7W，并且是其封装和散热能力的函数。如果 LED 打开，其串联 FET 电压将降至零。这使得输出电压过高，因为反馈为 0V 并且无法更改它。
　　这些额外的电平移位组件允许输出电压升至大约 n*Vf + 1V + 5V，这是其他串运行的安全电压。如果 LED 短路，灯串的 FET 会吸收额外的电压和随后的功耗。该电路可以安全地处理两个短路 LED（对于 Vf = 2.1V 的红色 LED），并且仍然保持调节。添加第二级 OV 齐纳二极管 (D6)，以防两个串均开路。