“双 T”陷波滤波器

　　图 1 中创新的“双 T”陷波滤波器拯救了这一局面。它由 C 1、C 2、C 3、R 1、R 2、R 3A和 R 3B组成。我需要 2400 Hz 振荡器，因此选择了所示的值。在 f陷波Hz处放置陷波的一种方法是使用以下过程和方程：
　　为 C 1、C 2和 C 3                                                选择值 C (1)
　　并设置 R 1和 R 2等于 1 / (2π* f切口*C*√3) (2)
　　设 R 3 = R 3A + R 3B等于 12 / (2π* f缺口*C*√3) (3)

　　对该滤波器类型的分析表明，总是存在一个R 3值，该值产生无限的衰减陷波，而不管其他元件值由于公差而变化。由于直流显然没有衰减，这意味着在某个频率下可以有从无到无穷大的任何衰减。分析还表明，始终存在低于 f陷波的某个频率，此时相移为 -90°。 R 3的适当值使该相移与f osc处 A osc的必要衰减一致。图 2给出了当 R 3B变化时滤波器的某些相位和增益幅度响应的感觉。表1涉及各种衰减A osc下-90°相移的振荡和陷波频率以及R 3值。

　　图 2双 T 陷波滤波器的响应。为了模拟与理想值的实际差异，对于 2400 Hz f osc ，随机选择电容器值在 10 nF 的 1% 范围内，R 1和 R 2在理想值的 0.1% 范围内。计算产生 130 dB 陷波深度的 R 3值，并用它和几个稍大的 R 3值显示结果。对于各种 R 3值，-90° 相移以及 65 至 130 dB 的衰减是明显的。
　　衰减，分贝1 - f osc /f陷波NO tol = 1 - f osc /f陷波
　　-900.01%-0.01%
　　-800.03%-0.02%
　　-700.11%-0.05%
　　-600.35%-0.18%
　　-501.07%-0.56%
　　表 1.各种 A osc衰减下，振荡相对于陷波频率的变化以及 -90° 相移的 R3 值的变化。
　　知道 f osc和 A osc的值，f notch的值可以从表 1 中计算出来。由此，电容器和电阻器 R 1和 R 2的值可以从方程（1）和（2）计算出来。对于R 1和R 2为0.1%的电阻器以及1%的电容器，f陷波将保持在容差乘积S tol = 1 +/- 1.01*1.001 ≈ 预期值的1.1%的范围内。请注意，无论元件容差如何，始终可以选择添加与 R 1或 R 2串联的电位器。该电位器加电阻器的总值应具有以等式 (2) 值为中心的 S tol范围。应选择 R3A 和 R3B 的值和公差，以便将 R3 调整到等式 (3) 值的S tol - NO tol （参见表 1）范围内。
　　值得注意的是，对于更的双 T 陷波滤波器 [3]，我无法仅通过改变单个电阻值来同时满足相位和衰减要求。即使这是可能的，双 T 中的电容器也很方便地相同，而双 T 的值比为 2 的要求限制了电容器的选择。这也是一个值得一提的好时机，聚苯乙烯电容器提供的谐波失真[4]，非金属化聚丙烯是次要选择。
　　确定振荡幅度
　　当然，房间里的大象是我还没有提到的--建立振荡幅度的要求。实现此目的的一种方法是将 R 3电阻??器加电位器与非线性电阻器并联，该非线性电阻器的值与信号电平成反比。不幸的是，任何此类非线性都会增加谐波失真。因此，选择专为低谐波失真音频应用设计的非线性元件是有意义的。 NE570（图 1 中所示的 SA571 的改进版本）是一款低谐波失真压缩器/扩展器 IC，适用于音频应用 [5]。该部件的框图如图 3所示。

　　图 3 SA571 和 NE570 压扩器 IC 的功能框图，由 On Semiconductor 提供。

　　可以看出，该部件具有“Delta G”单元，其电流增益由整流器的电容滤波输出控制。图 1 中两个功能的电容耦合输入通过我添加的电阻器连接，以降低功能的操作级别。它们由 LME49720 运算放大器 U 2A的输出驱动。 （SA571/NE570 附带的运放为 741 型，不宜用于 THD 极低的应用。其输出端与 20K 电阻 R3 一端可悬空。其反相输入端与 U 的反相输入端相连。2A。）请注意 1.8V 参考电压，它是 Delta G 电池和 U 2A的两个输入不可避免的直流工作电压。
　　SA571/NE570 是双部件，使用辅助单元。其整流器电容器引脚接地以禁用其输入浮动的 Delta G 单元。其 R 3的未使用侧连接至其运算放大器输出，以产生稳定的 3 VDC 电源。该源驱动图 1 R 10电位计，为 THD 调整引脚提供电流。调整R 10以消除由Delta G 单元（并且可能由U 2A ）产生的少量二次谐波失真。为了便于携带，我用电池为电路供电，并添加了 LED，以防止新的 9V 电池超过运算放大器的 +/-18V 电源额定值。 SA571 的 30k 电阻将运算放大器反相输入连接到地是不可避免的。通过图 1 的 R 3，它将运算放大器的输出偏置到大约 4.5 V((≈45k/30k + 1)*1.8 V)。通过将一个电阻器从 3V 电源连接到 U 2A的反相输入（图 1 电路中未提供），可以降低该电平。无论有或没有这个附加电阻，请记住在输出电解电容器 C 5上保持适当的直流偏置。
　　选择在 NE570 输入处添加的无源组件，可以将 R 3调整为 U 2A的 3 Vrms 输出，其数据表表明该运算放大器在该电平上表现出的 THD。
　　测量畸变
　　为了测量失真，我通过使信号通过第二个双 T 滤波器（每个电阻都串联一个电位器）来衰减振荡器输出的基波。通过依次费力地调整每个电位器，我能够将基波衰减 70 dB。滤波后的输出应用于 SR770 频谱分析仪，该分析仪可以测量 80 dB 动态范围内的信号。通过调整 THD 电位器以化二次谐波电平，我测量了振荡器谐波的电平并对每个频率处的滤波器衰减进行了校正（参见表2）。然后，我获取了针对滤波器衰减校正后的电平的均方根。第二个双 T 滤波器，THD 低于振荡器基波 130 dB 以上。
　　谐波数滤波器衰减，dB
　　211.81
　　36.54
　　45.14
　　53.78
　　72.78
　　92.49
　　表 2双 T 滤波器的高次谐波衰减，如文中所述进行调谐，以限度地提高振荡器基波的衰减。