反向恢复电流会对开关电源转换器和开关电源放大器的开关损耗产生重大影响。例如，考虑图 2 中的降压转换器。

　　降压转换器的电路图。

　　图 2.降压转换器的电路图。图片由 Steve Arar 提供降压转换器接收直流输入电压并将其降至较低的直流电压。在个半周期内，开关 (S 1 ) 闭合，并将轨电压施加到电感器。在此半周期中，二极管 (D 1 ) 反向偏置。
　　当 S 1在第二个半周期打开时，电感器试图保持电流流动。这会打开二极管，从而提供所需的电流（上图中的i D）。在这种情况下，电路中的节点 A 约为 -0.7 V，由二极管的正向压降决定。
　　当 S 1闭合时，二极管从正向偏置转换为反向偏置。但是，正如我们之前讨论过的，它不能立即完成这一操作。在关闭之前，二极管能够反向传导电流。
　　当 S 1闭合时，这会导致电源与地短路。流过短路的短暂大电流尖峰会导致能量损失和 EMI。二极管反向恢复时间越长，功率损失就越大。
　　让我们把注意力转回到 D 类放大器。图 3 显示了我们在上一篇文章中研究过的互补电压切换配置。

　　带有反并联二极管的互补电压开关 D 类配置。

　　图 3.互补电压切换 D 类配置。图片由 Steve Arar 提供您可能已经注意到图 3 与图 2 中的降压转换器之间存在一些相似之处。但反向恢复的效果是否也相似？我们将在接下来的两节中找到答案，这两节将解释二极管反向恢复在高于或低于谐振频率时如何影响 D 类放大器。
　　在谐振频率以上操作 D 类放大器

　　考虑一下如果图 3 中的放大器在其调谐电路的谐振频率以上工作会发生什么情况。当开关频率高于谐振频率时，串联 LC 电路充当电感负载。因此，流过负载的电流 ( i RF ) 落后于施加到放大器节点 A 的方波的基波分量 ( V A )。图 4 比较了这两个电流。

　　在谐振频率以上，电流滞后于电压的基波分量。
　　图 4.在谐振频率以上，电流滞后于电压的基波分量。图片由 Steve Arar 提供每个开关在导通周期的一部分时间内都会传导负电流。由于 NPN 晶体管无法反向（发射极到集电极）传导电流，因此反向并联二极管为负电流提供了一条路径。

　　图 5(a) 和图 5(c) 分别显示了流过晶体管 Q 1和 Q 2的电流。同样，图 5(b) 和图 5(d) 显示了流过二极管 D 1和 D 2的电流。

　　流过每个晶体管和二极管的电流。

　　图 5.放大器在谐振频率以上工作时，电流通过 Q 1 (a)、D 1 (b)、Q 2 (c) 和 D 2 (d)。图片由 Steve Arar 提供从这些波形中我们可以看出，当我们在谐振频率以上操作时，每个晶体管都在相应的反并联二极管之后导通。器件导通顺序为：　D1 → Q1 → D2 → Q2　　

     考虑图 5(d) 和图 5(c) 中标记的t = t 1时刻。在t = t 1时，二极管 D 2从正向偏置变为反向偏置，晶体管 Q 2导通以传导输出电流。由于无法立即关闭，D 2会将一些电流从节点 A 吸收到地。图 6 显示了t = t 1时流过 D 2 的反向恢复电流的方向，当时 D 2 从正向偏置转变为反向偏置。

　　在 t = t1 时，二极管的反向恢复电流影响输出电流。
　　图 6.在t = t 1时，二极管的反向恢复电流对输出电流有贡献。图片由 Steve Arar 提供流经D2 的反向恢复电流与Q2传导的正电流方向相同。本质上，反向恢复电流成为 D 类放大器下部开关本应吸收的正电流的一部分。
　　这种情况与我们在降压转换器中看到的情况完全不同。在那里，反向恢复电流导致短路，产生从电源流到地的大电流尖峰。在这里，当通过 D 2 的反向电流不足以提供输出电流时，Q 2会导通以提供输出电流的路径。
　　但是如果我们在调谐电路的谐振频率以下操作放大器，结果会怎样呢？让我们来一探究竟。
　　使 D 类放大器在其谐振频率以下运行

　　当 D 类放大器的开关频率低于谐振频率时，串联 LC 电路充当电容性负载。因此，负载电流 ( iRF )于节点 A 处的方波基波分量 ( VA )。如图 7 所示。

　　在谐振频率以下，电流于电压的基波分量。

　　图 7.在谐振频率以下，电流于电压的基波分量。图片由 Steve Arar 提供每个开关在其导通周期的一部分时间内仍会传导负电流，反向并联二极管再次为负电流提供路径。图 8 显示了流经 Q 1 (a)、D 1 (b)、Q 2 (c) 和 D 2 (d) 的电流。

　　当放大器在谐振频率以下工作时，流过每个二极管和晶体管的电流。
　　图 8.放大器在谐振频率以下工作时，电流通过 Q 1 (a)、D 1 (b)、Q 2 (c) 和 D 2 (d)。图片由 Steve Arar 提供我们很快就会看到，上述波形需要进行一些调整以考虑反向恢复效应。
　　对于低于谐振频率的操作，器件开启顺序为：

　Q1 → D1 → Q2 → D2　　

   每个晶体管在其自己的反并联二极管之前和另一个开关的反并联二极管之后打开。这会导致类似于我们在降压转换器中看到的情况--当电流从二极管转向另一个开关的晶体管时，由于二极管的反向恢复，电流尖峰从电源流到地。图 9 显示了二极管 D 1从正向偏置转换为反向偏置时的反向恢复电流路径。

　　当 D1 从正向偏置转换为反向偏置时，电流尖峰流过 D1 和 Q2。
　　图 9.当 D 1从正向偏置转换为反向偏置时，流过 D 1和 Q 2 的电流尖峰以绿色显示。图片由 Steve Arar 提供为了更好地理解这种现象如何影响性能，让我们运行一些模拟。
　　在 LTspice 中模拟 D 类放大器

　　图 10 显示了我将用来探索互补电压开关 D 类放大器的开关动态的 LTspice 图。

　　互补电压开关 D 类放大器的 LTspice 原理图。
　　图 10.图 3 中的 D 类放大器的 LTspice 原理图。图片由 Steve Arar 提供请注意，上述示意图仅用于模拟目的--并非旨在为实际放大器推荐元件。元件和参数的选择只是为了展示输出设备的开关行为，例如反向恢复效应。
　　输出 LC 电路调谐至 1 MHz。使用三个 10 H 电感器（L2、L3 和 L4）以及以下k语句模拟变压器
　　k语句指定变压器绕组之间的耦合系数( k )。耦合系数可以在 0 到 1 之间变化，其中 1 表示没有漏电感的理想情况。如上所示，此模拟的k = 1。
　　.ic指令位于原理图中的k语句下方。它指定电感器的初始条件（在本例中为初始电流）。
　　图 11 中的多窗格图显示了开关频率与谐振频率相同时的指定电流。可以解释如下：
　　顶部窗格：加载电流。
　　中间窗格：上开关电流，包括流过 Q 1（蓝色波形）和 D 1 （青色）的电流。

　　底部窗格：下开关电流，包括流过 Q 2（洋红色）和 D 2 （黄色）的电流。

　　在 LTspice 中模拟的负载电流和开关电流。开关频率和谐振频率相等。
　　图 11。（点击放大）负载电流（顶部）；晶体管 Q 1和二极管 D 1的电流（中间）；晶体管 Q 2和二极管 D 2的电流（底部）。图片由 Steve Arar 提供当开关频率等于谐振频率时，上下开关不需要通过负电流。因此，整个电流由晶体管提供。如上所示，二极管不会导通。
　　现在，我们得到了理想操作的示意图。让我们看看当开关频率和谐振频率不相等时，我们的模拟结果会是什么样子。再次，我们将从检查谐振频率以上的操作开始。
　　谐振频率以上操作的 LTspice 仿真
　　通过将谐振频率保持在 1 MHz 并将输入频率更改为 1,010 kHz (1.01 MHz)，我们获得图 12 中的波形。从上到下，这些波形分别是：
　　输出电压。
　　负载电流。
　　电流流过 Q 1（洋红色）和 D 1（青色）。
　　电流流过 Q 2（蓝色）和 D 2（黄色）。

　　在 LTspice 中模拟的输出电压、负载电流和开关电流。开关频率高于谐振频率。

　　图 12。（点击放大）从上到下：输出电压；负载电流；晶体管 Q 1和二极管 D 1的电流；晶体管 Q 2和二极管 D 2的电流。图片由 Steve Arar 提供举个例子，让我们检查一下大约 966.5 μs 时的开关动态。此时，输出端的方波被驱动至正电源轨。由于t = 966.5 μs 时输出电流为负，二极管 D 1导通以传导电流。当电流变为正时，晶体管传导电流，二极管关闭。
　　图 13 放大了二极管关断瞬间的相关电流。负载电流显示为红色，D 1电流显示为青绿色，Q 1电流显示为洋红色。

　　负载电流、D1 电流和 Q1 电流的放大视图。

　　图 13。（点击放大）负载电流（红色）、二极管 D 1的电流（青色）和晶体管 Q 1的电流（洋红色）。图片由 Steve Arar 提供从约t = 966.530 μs 到t = 966.550 μs，二极管提供负输出电流。此后，由于反向恢复效应，二极管的电流在短时间内变为负，从??而产生正输出电流。
　　t = 966.560 μs后不久，二极管的反向电流降至零，晶体管导通以提供正输出电流。从图 12 中可以看出，当输出电流从 D 2转向Q 2时，会发生类似的事件序列。
　　谐振频率以下运行的 LTspice 仿真
　　我们的终模拟仍然使用图 10 中的 D 类放大器，谐振频率仍为 1 MHz。但是，输入频率现在为 990 kHz。图 14 显示了模拟结果。

　　在 LTspice 中模拟的输出电压、负载电流和开关电流。开关频率低于谐振频率。

　　图 14。（点击放大）从上到下：输出电压；负载电流；晶体管 Q 1和二极管 D 1的电流；晶体管 Q 2和二极管 D 2的电流。图片由 Steve Arar 提供这些波形与图8的理论讨论一致。
　　例如，在t = 987.6 μs之前的某个时间，电流从 D 1转移到 Q 2。但是，出现了电流尖峰。我们可以在图 15 中更清楚地看到这些尖峰，该图提供了相关电流（以及输出电压）的放大视图。与图 12 和 14 一样，输出电压为棕色，D 1的电流为青色，Q 2的电流为蓝色，负载电流为红色。
　　反向恢复期间电流尖峰的放大视图。图中还显示了跨电压的二极管。

　　图 15。（点击放大）施加到调谐电路的方波（棕色）、负载电流（红色）、二极管 D 1的电流（青色）和晶体管 Q 2的电流（蓝色）。图片由 Steve Arar 提供在t = 987.56 μs之前，负载电流变为负。这会将电流从 Q 1（未显示）转移到 D 1。接下来，当 Q 2导通时， V OUT被驱动至地。然后 Q 2可以提供输出负电流。
　　当从 D 1转换到 Q 2时，二极管从正向偏置变为反向偏置。由于二极管的反向恢复电流，相当大的电流流过 D 1和 Q 2 。这导致波形中出现电流尖峰。当电流从 D 2转向Q 1时，也会发生类似的事件序列。
　　那么，这一切对 D 类放大器的性能意味着什么呢？让我们通过研究这些模拟的关键要点来结束本文。
　　二极管反向恢复的影响：关键要点
　　当我们在谐振频率以上操作 D 类放大器时，反向恢复电流成为输出电流的一部分。检查图 12 的电压图（顶部窗格），我们还看到反向恢复期间二极管两端的电压相对较小。因此，反向恢复的功率损耗较低。
　　然而，如果 D 类放大器的开关频率低于其谐振频率，反向恢复就会成为一个问题。如图 15 所示，反向并联二极管会产生高反向恢复功率尖峰。这些电流尖峰会增加噪声并损坏晶体管。
　　我们还可以从图 15 中看到，反向恢复时二极管两端的电压相对较大，导致反向恢复功率损耗较高。出于所有这些原因，不建议在谐振频率以下或使用电容负载运行 D 类放大器。