我们甚至不会考虑压缩三角波以产生合理的正弦波，因为 0.3% 的 THD 是这种方法在没有复杂的多断点“压缩”网络的情况下所能达到的值。同样，相移振荡器也不行；它们的 Q 值很低，三联电位器也不是目录项目。如果我要为现代生产设计某种东西，起点将是一个 24 位 DAC，由一个包含大型查找表的小型处理器提供数据，但这不是可以在一个下午用现有部件完成的东西。
　　那么，老式的文氏电桥电路到底有什么问题呢？相关的维基百科页面包含大量历史、实践和数学细节，并称失真水平可以达到 0.0003%（3 ppm），因此我们有一个基准，尽管这很可能是针对定点频率，而不是针对多范围、完全可调的设备。实际目标是 96 dB 或 0.0015%，这是 CD 类型 16 位线性 PCM 音频的极限，而更随意的目标是 120 dB 或 1 ppm。在这些水平下，THD 可能主要由电路噪声决定，我们现在将忽略它。
　　文氏电桥振荡器

　　为了检查情况，我使用 LM4562 运算放大器、精心匹配的电阻器和聚苯乙烯电容器搭建了一个基本电路，并使用光电导光隔离器（本质上是 LED 和 LDR）进行振幅稳定，该隔离器由一些重型滤波驱动。（热敏电阻仅适用于较高的输出水平，并且非常不稳定。）图 1显示了原理图，图 2显示了接近 1 kHz 的输出频谱，电平为 -20 dBV（约 -22 dBu，或 0.283 Vpk-pk）。

　　图 1一个简单的文氏电桥振荡器，使用光电导光隔离器来帮助稳定振幅。

　　图 2振荡器的频谱运行频率为 ~1 kHz，其输出为 -20 dBV。

　　频谱表明 THD 约为 -76 dB 或 0.02%：仅马马虎虎。但是，我已经学会了在要检查的信号的动态范围超过 90 dB 时谨慎使用 FFT，并且更喜欢去除大部分基波，以便更清楚地看到谐波。图 3显示了这样做的结果：效果好多了，THD 可能为 -88 dB，或 0.004%。

　　图 3同一信号的频谱，但基波大部分被凹口去除，以更准确地显示谐波。
　　效果更好，对于应急方案来说也不错，但仍然偏离目标。（请注意，刻度现在显示谐波的相对水平，单位为 dBc，因为振荡器的输出为 20 dBV，陷波滤波器的电压增益为 10 dB 或 20 dB。）再多考虑一下，再多摆弄一下——反之亦然——我们可能可以将其性能提高到基准水平，但不同的起点看起来更有希望。的问题是幅度控制环路，因为消除所有纹波会严重影响阻尼，增加环路稳定时间。维氏电桥的低 Q 因子 1/3 对我们没有任何好处。
　　双二阶环路滤波器

　　我喜欢的综合滤波器和振荡器电路一直是双二次、状态变量或双积分器环路配置，其一种拓扑如图4所示。

　　图 4经典的双二阶或双积分器环路滤波器，具有高通、带通和低通输出。
　　您可能从上百份 NatSemi/TI 数据表和应用说明中认出了类似的东西。我认为，它的基础可以追溯到 20 世纪 50 年代，当时“运算放大器”通常意味着一排排发光的瓶子，它用途广泛、可设计且可控制。此版本的 Q 因子约为 16，增益约为 10。我们现在用虚线将其封装起来，并将其视为一个模块。假设电源为 ±5 V 至 ±15 V，带有大量去耦电容。

　　为了使其振荡，我们将带通 (BP) 输出以合适的电平反馈到输入。这通常是通过使用一对背对背二极管来限制 BP 信号来实现的，如图5所示。

　　图 5添加二极管限制反馈的滤波器变成振荡器，但具有大量谐波，导致 THD 约为 0.08%。
　　使用所示值，二极管将信号压缩至输出电平的约 2/3。低于此值，稳定性就会下降；高于此值，谐波就会变得过多。所示反馈网络使二极管周围的阻抗保持较低水平，从而允许高达 100 kHz 及以上的干净操作，而添加的热敏电阻可改善振幅随温度的稳定性。匹配二极管的正向电压，以限度地减少偶次谐波失真。二极管产生的第三谐波在到达 LP 输出时会降低约 22 dB，高次谐波会衰减更多。
　　原始 (LP) 输出的频谱显示 THD 约为 0.08%，这大约是此方法所能达到的值。（“缺口”频谱（未显示）显示峰值更少且更低，但第三谐波（限制因素）仍处于同一水平。）由于没有控制环路，因此不会出现环路稳定性问题，尽管在低频下稳定时间明显。它仍然是多范围通用 AF 振荡器的良好基础。

　　通过使用相应更大的电容器和电阻器，它在极低频率下也能很好地工作，尽管需要 FET 输入运算放大器来避免泄漏。使用 57（= 47 + 1?0；PET 电介质）调谐元件和 3M3 电阻器，并使用 TL072 代替 LM4562，在 ~8 mHz 或计算的 118.2 s/周期下的波形如图6所示。

　　图 6使用 F 和 MΩ 进行调谐，二极管稳定双二极滤波器将轻松在 mHz 区域内工作 - 在本例中为约 8 mHz。