配置 CFA：R f的重要性
　　一般来说，电路中的每个节点都会贡献以下类型的极点频率　　　

  　等式（1）　

　　其中R节点是该节点呈现的等效电阻，C节点是其对地的杂散电容。
　　在上一篇文章中，我们考虑了一个具体的CFA原理图，如下所示：　　　　

图 1. CFA 的电路原理图（上）及其组成块（下）。　　

　　这里，除了增益节点之外的每个节点使得R节点<< Rgn，其中Rgn是增益节点呈现的等效电阻。因此，开环跨阻增益z( jf )由增益节点极点f p = 1/(2πR gn C gn )主导，所有剩余极点通常聚集在该主导极点之上至少约 3-4 个十进制。极。
　　数据表中指定的R F值是保持1/? 曲线尽可能低以化环路增益T的愿望与避免将其交叉频率f x推入该区域的需要之间折衷的结果由于高频极点导致的过度相位滞后。　　因此，当配置 CFA 进行电压跟随器操作时，我们必须在其反馈路径中包含R F，如图 2 (a)所示。

　　　

　(一) (二)

　　图 2. (a) 电压跟随器 CFA，(b) 其 1/β 曲线。使用电线代替 R F会使电路不稳定并导致振荡。 　
　　使用普通导线（如 VFA 的情况）会下推1/β曲线，直到它与r n重合并穿过 | z | 曲线处于相移过大的区域，此时就没有相位裕度，电路肯定会振荡。
　　只要 CFA 配备了适当的R F，它就可以用于几乎所有 VFA 典型的电阻应用，例如反相和同相放大器、求和放大器、差分放大器和IV 转换器。
　　它也适用于使用具有电阻反馈的运算放大器的滤波器应用。
　　CFA 的稳定性问题：积分器应用程序
　　尽管具有适当R F的 CFA 具有多功能性，但出于稳定性考虑，不允许使用 CFA 作为流行的米勒积分器。要了解原因，请参阅图 3 (a)，其中我们注意到，由于反馈元件是阻抗Z F = 1/( j 2 πfC )，因此我们现在有 1/ β = Z F  + r n。

　　

　　(一) (二)

　图 3. (a) 米勒积分器和 (b) 其 1/β 曲线。　　

　　在低频下，| ZF | _ >> r n，我们有 | 1/β | → 1/(2πfC)，并且在高频下，其中 | ZF | _ << r n，我们有 | 1/β | → r n。如图 3 (b)所示，交叉频率再次处于相移过多的区域，此时没有留下相位裕度，电路可能会振荡。 　
　　如何通过使用双 CFA 获得稳定性
　　上述概念的另一种实现方式是使用两个 CFA 来提供积分功能，而不会破坏任一 CFA 的稳定性：　
　　此处，CFA 2用作单位增益反相放大器，用电压 – V o驱动电容器的右极板。通过R F1 = V o /z 1的电流（其中z 1是CFA 1的开环增益）非常小，因此我们假设CFA 1的同相输入处于零电位。　　这让我们可以通过 KCL 写出：

　　　

　等式（2）　　

　　给出传递函数，　　
　　等式（3）　　这是以f o作为单位增益频率的同相积分器的传递函数。该电路可以使用双 CFA IC 轻松实现，还具有有源频率补偿[1]的优势，这是解决双积分器环路滤波器中Q 增强问题的非常理想的功能。

　　

　　如何抵消 CFA 中的相位滞后

　　在某些情况下，允许使用（小）反馈电容，此时需要抵消因反相输入处存在大量杂散电容而产生的相位滞后。　　一个典型的例子是电流输出数模转换器 (DAC) 的 IV 转换，它表现为一个具有数十甚至数百皮法量级的并联杂散电容C s的电流吸收器I i，如图所示在图5 (a)中。

　　

　　(一) (二)

　　图 5. (a) IV 转换器，(b) 通过线性化波特图研究其稳定性：下标 u 代表未补偿 (C F = 0)，下标 c 代表补偿（C F到位）。
　　　　理想情况下，电路给出V o = R F I i。我们希望以图形方式评估C的效果。我们观察到，在低频下，C s充当开路，我们仍然有1/β → RF + r n。当C s的阻抗 | 时，人们开始感觉到它的存在。Z s | 变得等于C s本身所看到的电阻，即R F || 。_ _ 这发生在频率f p使得 | 1/(j2πf p C s ) | = RF || _ r n，或

　　　

    　等式（4）

　　其中r n << R F的事实已被利用。
　　经过f p后，1/β曲线开始上升，表明f p是1/β的零频率，因此是环路增益T = zβ的极点频率，其中z是 CFA 的开环增益。该极点会侵蚀电路的相位裕度，使其处于振荡边缘，因此我们需要某种形式的频率补偿。
　　为了抵消C s造成的相位滞后，我们通过反馈电容器C F引入相位超前，如图所示。一个好的起点是在交叉频率f x处打破1/β曲线，这将导致大约 45° 的相位裕度。
　　考虑到r n << R F ，我们可以将R F + r n曲线与z曲线之间的交叉频率近似为ft。那么f x 是f p和ft的几何平均值，所以强加　

　　　等式（5）

　　求解C F 给出　　　等式（6）

　　

　　如果需要比估计的45°更大的相位裕度，可以通过适当增加C F的值来实现。这项任务凭经验完成，方法是用示波器观察阶跃响应并提高C F直到过冲降低到可接受的值。 

　　复合放大器：CFA 和 VFA 的选择
　　CFA 的快速动态（宽带宽和高转换速率）和低失真特性使其适合视频系统、雷达系统、IF 和 RF 级、DSL 和自动测试设备应用等高速应用。
　　另一方面，VFA 提供更好的直流特性（低输入失调电压和偏置电流）、更低的噪声和更高的环路增益，因此它们更适合精密应用。　　图 6 显示了一款兼具两全其美的复合放大器。 

　　　

　图 6.兼具 VFA 和 CFA 优点的复合放大器。　

　　该电路使用恒定增益带宽积 (GBP) 为 10 MHz 的 VFA，以实现 100 V/V 的闭环增益和 10 MHz 的闭环带宽。如果单独工作，VFA 的带宽仅为 (10 MHz)/100 = 100 kHz。然而，将其与增益为 100 的速度更快的 CFA 级联将使 VFA 仅放大 1 V/V，即仅充当电压跟随器，我们知道其闭环带宽与其 GBP 一致，依次与ft重合。

　　

　　图5 . 图 6 复合放大器的波特图。将 VFA 与具有闭环增益的 CFA 级联 CFA 为40 dB 时， VFA的开环增益 a VFA也向上移动 40 dB，从而产生复合开环增益a comp，并且在复合闭环增益 A comp中。请注意 VFA 如何被诱骗充当闭环增益 A VFA为 0 dB 的单位增益电压跟随器。　

　　为了避免在反馈环路中引入任何实质性延迟而破坏 VFA 的稳定性，CFA 的闭环带宽应比 VFA 的 GBP 高得多（例如，十倍或更多），这是一个很容易实现的目标更快的 CFA。
　　该电路具有 VFA 更好的输入特性（低输入直流误差和噪声）以及可实现的环路增益，同时提供 CFA 的高转换速率和更低的失真。另请注意，CFA 输出级的任何过热都不会到达 VFA 的输入级，从而显着降低输入热漂移的影响。