系统和设计工程师通常使用噪声系数来确保信号性能。然而，在信号链中使用
混频器给简单的噪声系数分析带来了挑战。本教程首先检查噪声系数的基本定义，然后继续对涉及混频器的级联模块进行基于方程的分析，然后介绍用于测量噪声系数的典型实验室技术。在探索使用 Y 因子方法进行混频器噪声系数测量之前，本教程还介绍了噪声温度和 Y 因子噪声测量的概念。讨论了双边带 (DSB) 和单边带 (SSB) 噪声系数测量的示例。
简介
本教程讨论现代无线电
接收器中的噪声系数。它讨论了接收器系统中影响噪声系数的常见因素以及有助于实现所需测量的数学方法。探讨了无线电接收器的不同部分，并重点关注每个部分的 NF 分析。
噪声系数的一般概念已被系统和电路设计人员很好地理解并广泛使用。特别是，它用于传达产品定义者和电路设计者的噪声性能要求，并预测接收器系统的整体灵敏度。
当混频器是信号链的一部分时，噪声系数分析的主要困难就会出现。所有实际混频器都会围绕本地
振荡器 (LO) 频率折叠 RF 频谱，根据 fOUT = |fRF – fLO| 创建包含两侧频谱总和的输出。在外差架构中，这些贡献之一通常被认为是虚假的，而另一个则被认为是有意的。因此，图像拒绝过滤或图像消除方案可能被用来很大程度上消除这些响应之一。在直接转换接收器中，情况有所不同；两个边带（高于和低于 fRF = fLO）均被转换并用于所需信号。因此，这确实是混频器的双边带 (DSB) 应用。
工业界常用的各种定义在不同程度上解释了噪声折叠。例如，传统的单边带噪声系数 FSSB 假设来自两个边带的噪声都可以折叠到输出信号中。然而，只有一个边带可用于传送所需信号。假设两个响应的转换增益相等，这自然会导致噪声系数增加 3dB。相反，DSB 噪声系数假设混频器的两个响应都包含部分有用信号，因此噪声折叠（以及相应的信号折叠）不会影响噪声系数。DSB 噪声系数可应用于直接转换接收器以及射电天文接收器。然而，更深入的分析表明，设计人员仅仅为给定应用选择正确的噪声系数“风格”，然后代入标准 Friis 方程中的相应数字是不够的。这样做可能会导致分析出现严重错误，当混频器或混频器后面的组件在确定系统噪声系数方面发挥着不可忽视的作用时，这种情况可能尤其严重。
混频器噪声的概念模型
可视化混频器噪声贡献的一种方法是考虑混频器的概念模型（图 1）。该模型基于 Agilent Genesys 仿真程序提供的模型。
混频器噪声贡献。
在此模型中，输入信号被分成两个独立的信号路径，一个代表高于 LO 的 RF 频率，另一个代表低于 LO 的频率。每条路径都经过混频器中独立的加性噪声??处理，并且应用独立量的转换增益。，这两个路径被转换为 IF 频率，并与混频器输出级中可能出现的进一步噪声贡献相加地组合。有用频段和镜像频段的单位带宽自噪声功率可能不同；相应的转换增益也可能不同。
为了方便起见，我们可以将所有噪声源引用到输出，并将它们收集在全局噪声项 NA 中，表示混频器输出端口可用的每单位带宽的总附加噪声功率。
NA = NSGS + NIGI + NIF
请注意，NA 根本不依赖于混频器输入端口是否存在信号。
总结了混频器的内部噪声源后，我们现在转向源终端产生的噪声（图 2）。我们确定了两个离散噪声源，分别表示由于所需频率和图像频率处的源终端而产生的输入噪声密度。我们必须将这些作为独立的量来考虑，因为应用电路可能会导致其中一个衰减，而另一个以低损耗传输到混频器的射频输入端口。如果图像和所需的 RF 频率很好地分离并且采用了频率选择性匹配，情况很可能就是这样。
源噪声和混频器噪声贡献。
在宽带匹配的情况下，我们可以写成 NOUT = NA + kT0GS + kT0GI。然而，在与所需 RF 频率下的混频器进行高 Q 值、频率选择性匹配的情况下，由于镜像频率处的源终端而产生的输出噪声可能可以忽略不计，从而导致 NOUT = NA + kT0GS。一般来说，我们可以为混频器输入端口在镜像频率下可用的输入源终端噪声功率的有效分数分配一个系数α。因此，NOUT = NA + kT0GS + αkT0GI，其中 α 是 0 ≤ α ≤ 1 范围内的特定于应用的系数。稍后我们将看到应用中的有效噪声系数取决于 α 的值。
外差接收器
我们可以通过图 3 中的示例了解如何在更大的级联分析中应用有效噪声系数。为了计算整个链的级联噪声系数，我们需要将混频器及其相关的 LO 和镜像抑制滤波封装为具有特定增益和噪声系数的等效双端口网络。该二端口网络的有效噪声系数为 FSSBe = 2(FDSB – 1) + 1，因为图像频率处的终端噪声被前面的
滤波器很好地抑制了。
相邻系统块背景下的外差混频器。
请注意，适用的噪声系数既不是混频器的 DSB 噪声系数，也不是混频器的 SSB 噪声系数。相反，它是介于这两个值之间的有效噪声系数。在 DSB 噪声系数为 3dB 的情况下，可以计算出二端口网络的等效噪声系数为 4.757dB，如上所述。在整个级联计算中使用该值，系统噪声系数为 7.281dB，如下表所示。手动计算表明，该结果与使用 4.757dB 混频器噪声系数的标准 Friis 方程一致。
系统中外差混频器的模拟级联性能
一般来说，当用等效的二端口网络替换混频器及其相邻组件时，输入端口应该是信号流中镜像响应被拒绝的节点。输出端口应该是图像和所需响应组合在一起的早节点（通常是混频器的输出端口）。如果混频器的镜像响应没有被架构有效地抑制，那么弗里斯方程就不能在不修改的情况下使用。
结论
在本教程中，我们看到，当混频器是接收器级联的一部分时，使用 DSB 或 SSB 版本的混频器噪声系数时，级联噪声系数的 Friis 方程通常无效。如果使用滤波器来很大程度上消除接收器的镜像响应，则可以使用等效的两端口网络来替代混频器、滤波器和 LO 子系统。然而，终的噪声系数必须根据 DSB 噪声系数进行计算，同时考虑到与混频器输入端口耦合的源终端的频率选择性。
我们还发现，相同的物理结构可能具有不同的有效噪声系数，具体取决于信号是分布在 LO 周围还是完全分布在 LO 的一侧（即，应用分别是 DSB 或 SSB）。在 LIF 模式下使用复合接收器所造成的 3dB 信噪比损失可以（并且通常）通过适当使用镜像抑制组合、复合滤波或等效基带处理来恢复。
Y 因子测量评估混频器的 DSB 噪声系数，除非采取特殊措施滤除镜像频率处的宽带噪声刺激。这是与先前导出的级联方程一起使用的适当值。当使用滤波器试图获得 SSB 噪声系数时，必须考虑所用滤波器的插入损耗。此外，滤波器对源终端图像噪声抑制的程度可能会导致偏离 SSB 噪声系数的经典定义。使用匹配的
衰减器可以在很大程度上克服这个问题，前提是所使用的衰减量与噪声源的 ENR 相比不过分。
