例如，考虑 通过一对长电线 应用r s的源阻抗 到负载阻抗r l的源阻抗（图1（a））。
假设沿X轴方向的电线的长度远大于信号波长。同样，假设互连具有统一的结构和不同的参数，例如导体尺寸，导体之间的间距等，沿线相同。
沿线出现的稳态电压和电流信号取决于许多参数的值；但是，为了描绘该电路行为的定性图片，我们假设电压波可以通过等式1：
\ [v（x，t）= acos（\ omega t- \ beta x）\] \]
其中a和β是一些取决于电路参数的常数。如图所示，电压信号是时间（t）和位置（x）的函数。在固定位置x = x 1处，βx项是一个恒定的相项，上述波形仅仅是时间的正弦函数（图1（b））。该正弦函数的周期t是：
\ [\ omega \ delta t = 2 \ pi \ rightarrow t = \ delta t = \ frac {2 \ pi} {\ omega} \]
为了检查有关位置的波形依赖关系，我们可以在时间t = t 1中查看特定的瞬间。在这种情况下，术语?T变成了恒定的相项，我们观察到电压信号是位置x的正弦函数。图1（c）中的示例波形显示了沿线的电压在给定时间点沿互连的正弦变化。该波形可以视为X在电线长度上的周期性函数。该期间由：
\ [\ beta \ delta x = 2 \ pi \ rightarrow \ delta x = \ frac {2 \ pi} {\ beta} \] \]
上面的方程式指定在给定时间时刻沿线的两个连续相等值之间的距离。这实际上是通常用等式2表示的波长的定义：
\ [\ lambda = \ frac {2 \ pi} {\ beta} \]
就像沿特定方向传播的水波一样，电波也沿特定方向传播。例如，考虑方程1中的波函数。在给定时间（t 2 ），位置（x 2 ）处的函数值为：
\ [v（x_2，t_2）= acos（\ omega t_2- \ beta x_2）\] \]
考虑到这一点，假设此值对应于图2（a）中的A点。
随着时间的流逝，A将在什么方向上移动？如果点A的下一个位置为x 3 ，t 3（图2（b）），我们应该有：
\ [v（x_3，t_3）= V（x_2，t_2）\ rightarrow cos（\ omega t_3- \ beta x_3）= cos（\ omega t_2- \ beta x_2）\] \]
这简化为等式3：
\ [\ omega T_2- \ beta X_2 = \ Omega T_3- \ beta X_3 \ rightArrow \ frac {x_3-x_2} {t_3-t_2} = \ frac {\ frac {\ omega}
假设β是一个正值，并且指出t 3 > t 2，x 3 应该大于x 2。换句话说，指向A沿正X方向旅行。但是，您可能想知道，等式4中的以下波函数呢？
\ [v（x，t）= acos（\ omega t+ \ beta x）\] \]
给定点在此波上的下一个位置对应于保持?T +βx常数的X值。由于术语?T随时间增加，因此X应减小。因此，该波在负X方向上传播。方程3实际上给出了传播的速度（也称为波的相位速度（v p ））：
\ [v_p = \ frac {\ omega} {\ beta} \]
幸运的是，各种各样的波浪，包括机械，电气，声波和光波，基本上都相似。这有助于我们利用更有形类型（例如水浪）的直觉，以更好地了解其他类型的行为。各种波浪的一个相似性是，当它们通过变化传播的介质的某些特性时，它们会反映出它们。
例如，当朝向岸边的水波与岩石碰撞时，它会反射出来并回到海洋中。同样，当波介质的阻抗发生变化时，电压波反映了。
在图1（a）中描述的示例中，沿正x方向传播的波反映了载荷阻抗r L 与称为特性阻抗的互连特性匹配时（通常用z 0表示）。反射后，创建了一个沿负X方向的波，该波从负载向电压源传播。因此，通常，我们可以期望事件和反射波沿着电线同时传播。反射电压与事件电压的比率定义为反射系数 ，并用 gamma表示。
由于某些入射力反映回源，因此负载无法接收源提供的功率。因此，反射系数是一个重要的参数，它决定了实际要达到负载的可用功率。为了获得的功率传输，负载阻抗应与线路的特性阻抗相匹配。
负载不匹配的另一个问题是，事件和反射波的叠加可以沿着电线产生大峰值电压，从而损坏我们的电路组件或互连。以上讨论表明，在处理高频信号时，我们需要具有控制参数的互连，以预测波浪行为沿互连。例如，应控制导体的尺寸，它们之间的距离以及分隔导体的介电类型。这些专门的互连称为传输线 ，可以将它们与普通互连区分开。
根据经验，如果电线的物理长度约为$$ \ frac {\ lambda} {15} $$，则应将电信号视为穿过电线的波浪。λ15，电信号应视为通过电线传播的波。
图3可帮助您可视化如何将电线长度限制为$$ \ frac {\ lambda} {15} $$减少信号变化的位置。λ15 通过位置减少信号变化。
一些参考文献表明，物理大小为$$ \ frac {\ lambda} {10} $$，作为预期信号变化具有重要意义的阈值。λ10 由于具有位置的信号变化的阈值预计将是显着的。
现在，我们对电波和传输线有一个定性的理解，让我们看一下传输线的等效电路，看看如何消除反射。
当电线尺寸与波长相当时，我们正在处理沿着电线行驶的电波。在这种情况下，无法直接应用Kirchhoff的巡回法律（电压和电流定律）。但是，我们仍然可以在高频下找到两个导电器互连的等效电路。为此，该线被分为无限长度的元素，每个元素被建模为电感器，电容器和两个电阻器的网络。这在图4中说明了。
在这里，R和G分别表示电线的每单位长度的电阻和分隔导体的电介质的每单位长度的电导。 L和C表示传输线的单位长度的电感和电容。
在无线电频率下，串联电抗通常比串联电阻大得多，并且分流电抗通常远小于分流电阻，因此我们可以假设可以忽略这两种电阻。忽略R和G组件，可以通过图5所示的无限梯子网络对无损传输线进行建模。
随着无限长度的传输线，事件波将永远向前方向传播，不会有反射！让我们看看是否可以通过适当选择实际有限长度传输线的参数来模仿这种理论情况。对于无限长的传输线，等效电路中有无限数量的段，我们在图5中看到了这一点。
如果我们在这个无限梯子网络中添加另一个无限段，则输入阻抗应保持不变。换句话说，如果图6中的图对应于无限长的传输线，则来自节点A和B的输入阻抗是相同的。
因此，我们可以简化上图，如图7所示。
从该图中，输入阻抗是：
z0=lδxs+（（1cδxs∥z0）
使用一个小代数，我们获得：
cz20- l- lcδxz0s=0
由于ΔX$$ \ rightarrow $$ = 0，我们可以忽略第三学期，导致：→= 0，我们可以忽略第三学期，导致：
z0=√lc
上述方程式给出了理想，无损，无限传输线的输入阻抗。由于这是传输线的重要属性，因此给出一个特殊名称：传输线的特征阻抗。我们如何使用此信息来消除有限的传输线中的反射？如上所述，从来源的角度来看，图6和7中的电路相当于。这表明，如果我们将传输线终止于等于线的特性阻抗的负载电阻，则从源的角度来看，传输线将作为无限长的线出现，并且不会发生反射。
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