过电压从何而来？
罪魁祸首很清楚，很容易识别：它是寄生电感 L渗漏，在传输时间内不会通过续流二极管 D2 消磁。其中储存的能量（1/2 升渗漏我2） 转移到现有的寄生电容并在那里产生过电压 （1/2 CparasiticV2 版本).如果没有寄生电容，电压将上升到无穷大。反激式转换器中产生的 MOSFET 电压（图 1），因为过压叠加在肩电压上。
图 1.反激式转换器原理，具有漏感和 R-C-D 缓冲网络。图片由 Bodo's Power Systems 提供 [PDF]
由于变压器中的气隙和位于次级侧的续流二极管，这种拓扑的漏感非常高。开关晶体管的结电容很低，导致高过压峰值（图 2）。然而，无论拓扑结构如何，由于引线和过孔的原因，总会有一些漏感。
图 2.反激式转换器开关晶体管上的典型漏极电压曲线。图片由 Bodo's Power Systems
很难正确测量这个过压峰值，因为它会因探头电容的影响而降低。此外，峰值有时只有几纳秒长，整个探头和示波器系统的属性（带宽、分辨率、存储深度）通常不足。有趣的是，三位不同的工程师使用自己的设备对同一电源进行的测量得出的漏极电压值在 710 V 和 850 V 之间。对于 750 V MOSFET，这可能是生与死的区别。
您需要 Snubber 网络吗？
我们只在室温下测量电源样品。过压峰值取决于寄生元件属性，这些属性的值规定得很差，而且容差也很大，并且与温度有关。因此，建议在开关晶体管上安装缓冲器，以减轻生产量的波动。对于反激式转换器，我认为经典的 R-C-D 缓冲器（图 1）是可靠性方面的解决方案。电容器吸收漏感的能量，电阻器在下一个周期将其放电，二极管确保在充电方向上形成低阻抗电路，并在放电方向将电阻带入电路，以限度地减少开关晶体管导通时的损耗。这意味着缓冲二极管用作漏感的续流二极管，因此应尽可能靠近 MOSFET 的漏极。或者，您可以使用单个电容器、R-C 元件或吸收电压尖峰的坚固 TVS 二极管。不幸的是，缓冲器会花费金钱和空间，并增加功率损耗。
雪崩能量和雪崩电流对 MOSFET 意味着什么？
如果半导体中发生过电压，个电子就会从其键中被敲出，从而敲除更多的电子。这会导致 avalanche 效果，从而破坏组件。对于具有雪崩能量额定值的 MOSFET，在触发雪崩效应之前，必须首先超过某个能量阈值。该能量在 MOSFET 的数据表中指定。
在 ST45N65 的情况下，在 25 °C 的结温下，雪崩能量额定值正好为 810mJ（图 3）。当然，这个值是完全无关紧要的。哪种开关晶体管在 25 °C 下工作？110 °C 时的雪崩能量要相关得多。了解这一点很重要，但数据表中未指定。
图 3.摘自 STF45N65 数据表。图片由 Bodo's Power Systems 提供 [PDF]
意法半导体的这款 MOSFET 可以脉冲 140 A，但雪崩电流指定为 9 A（图 3）。主电感和漏感中的电流相同，关断后继续流入 MOSFET。谁在 9 A 下作 140 A MOSFET？
英飞凌对此进行了更好的说明。在 IPL60R185P7 的 600 V CoolMOS 数据表中，雪崩能量被指定为温度的函数（图 4）。
图 4.雪崩能量与结温的关系（数据表摘录 IPL60R185P7）。图片由 Bodo's Power Systems 提供 [PDF]
该图显示，在 110 °C 的结温下，只剩下原始值 25 °C 的 10%，即仅剩下 5 mJ，而不是原来的 55 mJ。
遗憾的是，MOSFET 温度只能在外壳外部测量并随着时间的推移进行积分。事实上，芯片上的实际温度随开关频率的脉冲取决于导通、导通、关断损耗和瞬态热阻。例如，这可以用 LT-Spice 进行模拟。因此，我们不知道当过压脉冲发生时芯片温度到底有多高。无论如何，它都高于在外壳处测得的。当 MOSFET 阻塞时，结会冷却下来。如果我们有零电压开关，那么就没有接通损耗。一旦电流流过，导通损耗就会随电流 （I2x RDSon），芯片迅速升温。关断时有很大的关断损耗，芯片变热。这正是出现过压峰值的时候，我们必须知道结温才能读出图中仍然允许的雪崩能量。
根据其数据表，这款来自 Infineon 的功率 MOSFET 可以处理 53 A 的脉冲电流。因此，它可能不会只用 4 A 来运行。然而，根据图下方左侧的小字，雪崩能量被地指定为 4 A 的值（图 4）。允许雪崩电流在数据表中也指定为 4 A（图 5）。这意味着，如果我们想利用雪崩能量，我们不应该以超过 4 A 的电流作 53 A MOSFET，这仅适用于 25 °C。
图 5.额定值（数据表摘录 IPL60R185P7）。图片由 Bodo's Power Systems 提供
在雪崩能量的情况下，我们已经看到，在 110 °C 时，只允许 25 °C 值的 10%。遗憾的是，没有图表显示雪崩电流与温度的关系。我们只能希望 110 °C 时的降额不会像雪崩能量那样达到 10 %;否则，只允许使用 400 mA。
MOSFET 制造商如何指定雪崩能量额定值？
让我们以 Infineon 为例，看看几乎所有 MOSFET 制造商是如何测量和确定雪崩能量的。测试前，MOSFET 通过线圈连接到 50 V，在 25 °C 下无应力。 在实际电源单元中，MOSFET 在导通前为 300 V 至 400 V，在关断状态下为 500 V，因此您已经有高达近 1 mA 的漏电流和相应的损耗。此外，电源单元中的 MOSFET 会不断以高频开关电流，其温度可能为 100°C 或更高。
然而，在测试中，MOSFET 只接通，并允许导通，直到达到规定的电流（例如 4 A）。测试电路（图 6）类似于升压转换器，但没有用于消磁电感的续流二极管。一旦 MOSFET 关闭，漏极电压就会无限增加，并且仅被 MOSFET 箝位到高于允许反向电压的 V（BR）DS 值。在测量突然限制振荡的高原时，通常可以看到这一点。在测试中，MOSFET 永远保持关闭状态，电压为 50 V。
图 6.雪崩能量测试的数据表摘录。图片由 Bodo's Power Systems 提供
在 Infineon 关于雪崩能量主题的应用说明中，您可以看到一个示波器图（图 7），其中显示 MOSFET 导通时间为 40 μs（电流 ID 上升），消磁时间为 22 μs（电流 ID 下降）。因此，雪崩能量有 22 μs 的时间在芯片中分布。
图 7.雪崩能量测试的数据表摘录。图片由 Bodo's Power Systems 提供
在 Vishay 的应用说明中，我读到了另一个有趣的方面（图 8）：“典型的现代功率 MOSFET 具有数百万个相同的沟槽、单元或许多并联的条带，以形成一个器件......因此，为了实现稳健的设计，雪崩电流必须在这些电池/条带之间均匀共享。
典型的现代功率 MOSFET 具有数百万个相同的沟槽、单元或许多并联的条带，以形成一个器件，如图 7 所示。因此，为了实现稳健的设计，雪崩电流必须在许多电池/条带之间均匀共享。
在本 Vishay 应用说明中，还有一个显示电感退磁的示波图;因此，过电压持续 70 μs。
22 μs 或 70 μs 的持续时间无关紧要——电源中的过电压持续时间很小，介于 5 ns 和 500 ns 之间。因此，雪崩电流必须在数据表中规定的百分之一到千分之一的时间内均匀分布在数百万个并联结构中，以实现“稳健设计”。这意味着芯片内部的电阻器和电感起着重要作用。据我所知，MOSFET 制造商不会测试这种情况——如果他们不测试，他们也很有可能不会针对它优化设计。
此外，无论是在启动期间、电源中断期间、电源浪涌电压，还是在过载或短路的情况下，通常都会连续出现许多电压峰值。在一些数据表中，重复值也可以与 Single Pulse Avalanche Energy 一起找到。对于 Infineon CoolMOS 器件（图 5），重复值仅为单个脉冲的 5%，并且具有相同的不切实际的测试条件。
雪崩能量数据表通常将栅极电压为零作为条件。仔细查看您的示波器测量结果：在漏极上的电压峰值期间，由于米勒效应和不完善的栅极驱动器电路，栅极电压通常明显为正，为 1 伏或更高。
