电磁干扰滤波器
EMI 滤波器只是高密度电源转换器难题中的一小部分。近推广的宽带隙功率器件（包括 SiC 和 GaN）有望通过更高的开关频率提高功率密度。然而，当开关频率位于传导 EMI 频带内时，EMI 滤波器的尺寸通常比预期的要大 [1]。宽带隙半导体的开关边缘速度更快，会产生丰富的高频噪声频谱，需要使用不熟悉的 EMI 组件。设计工程师必须了解每个组件的 EMI 性能细节，才能利用更高的开关频率。
使问题更加复杂的是，由于元件的寄生特性，EMI 滤波器在高开关频率下可能无效。元件的阻抗特性在 EMI 所需的频段内发生变化。在较高频率下，电感器往往表现为电容器，而电容器则倾向于表现为电感器。设计工程师将 EMI 设计称为“黑魔法”也就不足为奇了。
EMI滤波器的优化
EMI 滤波器的优化增加了产品推出延迟的风险。考虑一下传统的试错开发过程，其中设计工程师有条不紊地评估个原型，并确保产品在实验室评估 EMI 之前满足效率和散热目标。如果产品未能满足 EMI 限制，工程师会修改电源转换器并重新评估效率和热性能，然后再在 EMI 设施安排另测试。开发周期（包括设计、制造和评估）不断重复，直到产品满足 EMI 限制。每次迭代都会增加开发成本并延迟产品的推出。
本文主张在电源转换器开发的设计阶段使用仿真模型来优化和评估EMI滤波器。仿真模型可帮助设计人员了解传导噪声源和耦合，并有助于量化每个滤波器参数的限制。通过仿真进行的设计迭代比试错硬件迭代更快、更便宜。仿真有助于设计人员快速评估他们的滤波器优化想法，并降低产品延迟的风险。
下一节简要介绍开关电源转换器中的噪声源以及传导发射的 EMI 标准。本节还描述了一个通用仿真模型，该模型添加了标准中给出的测试设置的元素。文章进一步描述了提取 EMI 签名的方法。一个示例说明了工作频率为 1MHz 的有源钳位反激式转换器的仿真模型的构建，并将仿真结果与已发布的结果进行了比较。几节描述了估计一些缺失模型参数的方法并提供了结论性意见。
EMI 噪声源和标准
开关电源转换器的传导 EMI 包含共模(CM) 和差模(DM) 组件，如图 1 所示。开关节点的高转换速率会在开关电源转换器中产生 CM 噪声，并将噪声通过变压器的绕组间电容，Cps 对地。从电源返回到接地的阻抗构成了 CM 噪声路径。开关转换器的输入电流是 DM 噪声源。 DM 噪声电流在两条电源线中流动。
传导噪声路径
图 1：传导噪声路径
国际社会已经制定了 EMI 限值和测试标准。在美国，FCC 规定了 450 kHz 至 30 MHz 频率范围内的传导发射限制。在欧洲，国际无线电干扰特别委员会 (CISPR) 规定了 150 kHz 至 30 MHz 频率范围内的传导发射限制。工程师设计 EMI 滤波器以将转换器的开关噪声衰减到标准规定的频带限制以下。
传导 EMI 测试标准指定了一种测试设置，其中包括输入源和电源转换器之间的线路阻抗稳定网络 (LISN)，以隔离电源转换器的噪声。图 2 显示了添加到通用开关转换器的 LISN 原理图。标准指定 LISN 具有与电源线和返回线串联的 50μH 电感器。 0.1μF 电容器将噪声耦合至 EMI 接收器参考接地。 50Ω 电阻模拟 EMI 接收器的输入阻抗。
使用 LISN 进行 EMI 测试
图 2：使用 LISN 进行 EMI 测试
模型和仿真方法
EMI 接收器通过在指定频段上扫描中频 (IF) 滤波器来测量噪声，并使用准峰值检测器捕获噪声幅度 [2]。 IF 滤波器是带通滤波器，-6dB 时带宽为 9 kHz。从概念上讲，准峰值检测器的工作原理类似于峰值检测器后接有损积分器，其中积分充电时间常数为 1ms，放电时间常数为 160ms。准峰值检测器读数始终小于或等于峰值检测。
EMI 仿真对电源转换器进行瞬态分析并收集时域数据。仿真运行后，傅立叶方法将时域数据转换为频域分量。傅立叶数据每个频率的峰值。您可以选择将峰值频率数据缩放至 RMS 值，而不是在仿真中增加准峰值检测器模型的复杂性 [3]。
模拟开关电源转换器中的 EMI 可能具有挑战性。大型数据文件是通过在几个交流线路周期上模拟开关转换器同时解析开关波形的边缘而产生的。此外，富含寄生元件的仿真原理图和监视大量信号的愿望都会增加收集的数据的大小。奈奎斯特标准要求时域数据分辨率至少为 16ns，才能将数据转换为 30MHz。然而，可能需要更小的时间增量来保持切换沿的保真度。每个波形的纳秒分辨率超过数十毫秒的线路输入会导致数据文件很大，并且可能会挑战模拟器的内存限制并减慢模拟时间。
您如何决定模型中包含开关转换器的哪些参数？您在模型中放置了哪些寄生元件？您是否使用制造商的半导体模型？您需要运用您的工程判断来回答这些问题。
使用供应商的半导体模型时要小心。制造商很少说明模型的局限性、验证标准或目的。这给用户带来了理解模型的负担。设计工程师可以检查模型的 Spice 甲板并破译神秘代码或运行一组测试模拟来评估模型的性能。我发现这两项工作都很乏味，并且通常终会构建我自己的模型。下面我描述软开关转换器的开关模型开发。
EMI仿真示例
以下示例使用 SIMPLIS 仿真工具来评估 EMI。 SIMPLIS 专为开关电源转换器而开发，并使用分段线性 (PWL) 建模和仿真技术 [4]。对于开关转换器仿真，SIMPLIS 比 SPICE 快得多，并且不会遇到收敛问题。由于 PWL 技术，SIMPLIS 数据点在时间上分布不均匀。然而，离散傅立叶分析需要等距的时域数据点。 SIMPLIS 提供频谱函数来简化从时域数据中提取频率内容。频谱函数首先将数据插值到时间上等间隔的数据，然后使用汉宁窗函数执行离散傅立叶分析，并返回频率分量的幅度。结果既快速又准确。
作为一个例子，让我们考虑一下离线有源钳位反激转换器的 EMI 特性。 CPES（电力电子系统中心）发布了其对开关频率为 1 MHz 的 65W 有源钳位反激式转换器开发的 EMI 结果 [5]。他们的调查表明，在主变压器上添加屏蔽绕组可以降低 CM 和 DM 噪声。另一份 CPES 出版物详细介绍了用于满足 EMI 标准的单级 EMI 滤波器设计 [6]。图 3 显示了有源钳位反激转换器和 EMI 滤波器的原理图。
具有 EMI 滤波器的离线有源钳位反激式转换器
图 3：具有 EMI 滤波器的离线有源钳位反激式转换器
图 3 还显示了几个寄生组件。除了初级和次级绕组外，主变压器还包括励磁电感 Lm、漏感 Lk 和初级到次级电容 Cps。 EMI 滤波器的单个磁性元件包括共模电感 Lcm、差模电感 Ldm 和绕组电容 Cw。
该模拟示例的目标是通过简单的模拟模型重现 CPES 研究人员的发现。有源钳位反激式转换器以零电压开关运行。这简化了 MOSFET 和同步整流器的模型，如下所述。模拟使用已披露的 CPES 组件值以及对其余组件的合理估计。表 1 列出了 CPES 出版物中公开的元件值。
成分价值笔记
夹钳100nF
匝数比P1:S1 = 10:2
R DS（开）0.29转基因TPH3202LS
合作者36皮法转基因TPH3202LS
散装94uF红宝石 BXW 2x 47uF
CX130nF村田 GA3 2x 56pF
厘米1.4mH
LDM30uH
连续波15皮法
CY1 = CY21nF
表 1：CPES 有源钳位反激组件
图 4 显示了终的仿真原理图。接地（绿线）是原理图中的接地端口连接。具有单位增益（E1 和 E2）的理想压控电压源可监控 CM 和 DM 模式噪声。桥式整流器 BR 包括非线性结电容。理想二极管模拟同步整流器。模拟运行开环，通过消除与反馈环相关的大时间常数来帮助管理数据文件大小。脉冲发生器设置 1MHz 开关频率，脉冲宽度设置输出电压。不对称延迟和逻辑功能驱动开关并允许死区时间调整。
仿真原理图示例
图 4：示例仿真原理图
本例中的主 MOSFET 和钳位 MOSFET 模型使用简单的压控开关、理想二极管和单个开关节点电容器。这个简单模型的合理性来自于零电压开关 (ZVS) 操作。在 MOSFET 导通之前，电流在体二极管中流动，电压接近于零。在任一 MOSFET 关断时，变压器初级电流都会在两个 MOSFET 的非线性输出电容中流动。在关断转换期间，一个 MOSFET 上的电压增加，而另一个 MOSFET 上的电压下降。同样，非线性电容在一个 MOSFET 的过渡期间增加，而另一个 MOSFET 的非线性电容减小。您可以认为反并联的非线性电容器实际上减少了非线性行为。该模拟使用单个开关节点电容器 Cswitch，其值是 MOSFET 数据表中规定的 CO(er) 的两倍。关断时的变压器电流和 Cswitch 设置开关节点的压摆率，并且是 CM 噪声源。与供应商具有非线性输出电容的 MOSFET 模型相比，这个简单的模型可以实现更快的仿真。
SIMPLIS 频谱函数对 13.34ms 至 30ms 的 CM 和 DM 瞬态仿真噪声数据进行操作。这使得瞬态仿真能够达到稳态并捕获整个交流周期内的噪声。每次仿真都会调整脉冲发生器的脉冲宽度，以实现 19.5V 的输出。此外，MOSFET 电压和电流探头可以确认线路周期内每个开关周期的 ZVS 操作。
CPES 研究人员首先探讨了没有 EMI 滤波器的变压器屏蔽的影响。为了将结果与仿真进行比较，图 4 的原理图移除了 EMI 滤波器（Cx、Cy1、Cy2、Cw1、Cw2、Lcm、Ldm1 和 Ldm2），并将 LISN 直接连接到桥式整流器 BR。
仿真结果
图 5 和图 6 显示了不带 EMI 滤波器的变压器屏蔽的测量和仿真结果。测量结果来自 CPES 出版物（参见参考文献 5 和 6）。仿真假设 Cps 值为 400pF，以模拟没有屏蔽的电容，并有效地去除值为 1.5fF 的 Cps，以模拟添加变压器屏蔽的效果。
有或没有屏蔽绕组以及无 EMI 滤波器时的共模噪声
图 5：有和没有屏蔽绕组且无 EMI 滤波器的共模噪声
比较测量结果和仿真结果，图 5 显示了变压器屏蔽对开关频率噪声的类似降低。添加屏蔽后，模拟 CM 噪声降低了 21dBuV，而 CPES 研究人员测量的噪声为 27dBuV。
图 6 显示变压器屏蔽将模拟 DM 噪声降低了 6dBuV，而开关频率下的测量噪声为 21dBuV。在较高倍数的开关频率下，仿真结果显示降低了 10dBuV 和 18dBuV（分别为 2MHz 和 4MHz）。 CPES 研究人员将 DM 噪声降低归因于桥式整流器的非线性结电容导致的 CM/DM 噪声转换。
带和不带屏蔽绕组且不带 EMI 滤波器的差分噪声
图 6：有和没有屏蔽绕组以及无 EMI 滤波器时的差分噪声
鉴于使用屏蔽绕组测得的噪声，CPES 研究人员选择了单级 EMI 滤波器设计。他们的结果比较了使用和不使用 EMI 滤波器时产生的噪声。单级滤波器针对 Lcm 和 Ldm 使用单个磁扼流圈。扼流圈的仿真模型（如图 4 所示）包括 1.4mH 的 Lcm，并将 Lcm 一分为二，每个绕组一个（Ldm1 和 Ldm2）。分离 Ldm 可保持电源线和返回线的阻抗对称。，该模型包括扼流圈电源和返回端子上的绕组电容 Cw1 和 Cw2。
使用和不使用 EMI 滤波器时的共模噪声
图 7：使用和不使用 EMI 滤波器时的共模噪声
图7和图8显示了将EMI滤波器添加到具有屏蔽绕组的变压器上的测量和仿真结果。该仿真将图 4 所示的带有 EMI 滤波器的完整仿真的数据与上面不带 EMI 滤波器的仿真结果进行了比较。请注意模拟结果纵轴范围的差异。
图 7 显示了 EMI 滤波器对于测量和仿真中的 CM 噪声的有效性。与开关频率下测得的 55dBuV EMI 滤波器衰减相比，仿真结果显示衰减为 73dBuV。
图 8 显示了 EMI 滤波器对于测量和仿真中 DM 噪声的有效性。比较开关频率下测得的 38dBuV EMI 滤波器衰减，仿真结果显示衰减为 87dBuV。图 7 和图 8 显示 EMI 滤波器将 CM 和 DM 噪声衰减到 EN55022 B 类限制以下。然而，EMI 滤波的仿真结果低于测量值。
使用和不使用 EMI 滤波器时的差模噪声
图 8：使用和不使用 EMI 滤波器时的差模噪声
