两种损失
原则上，功率半导体有两种损耗：通态损耗和开关损耗。后者包括开通和关断损耗。通态损耗由电流、通态电压（对于 MOSFET，由其 R DSon）和占空比决定。在描述功率半导体的几个参数中，所谓的特征开关频率暗示了有用的开关频率。为了估计效率和设计冷却，总损耗是决定性的。因此，开关损耗在不同方面都很重要。先前在同一设置中进行的测试表明，栅极
电阻器对开关损耗的影响有限，并且导通损耗超过了关断损耗。这里，反向恢复电荷Q rr的影响分析了开通损耗W on 。
MOSFET 导通时
二极管关断
MOSFET 的一种典型应用是用作低侧单开关和电感负载（见图 1）。导通时，负载电流 I L流过负载，关断时，MOSFET 负载电流换向至续流二极管 (FWD)。该电流在 MOSFET 下次导通时返回至 MOSFET。MOSFET 的关断就是 FWD 的导通，反之亦然。因此，二极管的关断影响MOSFET的导通。
图 1 显示了杂散电感 L σ， 它对于 MOSFET 关断时的电压过冲非常重要。
图1 试验台示意图。图片由博多电力系统提供
双极二极管的关断行为
在二极管关断时，电流以确定的斜率 di/dt 减小。在双极二极管中，电流变为零后，它进一步减小到负值，直到二极管中的移动载流子重新组合，从而产生负电流 I rr以及反向恢复电荷 Q rr。当二极管电流向其峰值反向值I rr减小时 ，存储时间t S过去。移动载流子重新组合后，二极管获得阻断电压的能力 [1] [2]。因此，MOSFET 必须在 t S内承受（接近）直流电压 U D（参见图 2）。
这会导致 MOSFET 导通损耗较高。在反向恢复峰值之后，反向恢复电流下降时间tf开始。两个时间加起来就是反向恢复时间t rr。
trr=tS+tf(1)
由于负载电流 I L在这些短开关转换期间几乎保持恒定，因此二极管的反向恢复电流会导致 MOSFET 中出现电流过冲（见图 2）。该额外电流还会导致 MOSFET 产生额外损耗。
二极管的关断行为取决于多个参数，例如关断时的 di/dt、负载电流、温度以及二极管类型 [2]。实际上，峰值反向电流 I rr可能高于负载电流 I L （见图 4）。
图 2. MOSFET 关断和导通时二极管行为的原理一致性。图片由博多电力系统提供
二极管电流关断时的高 di/dt 会在杂散电感 L σ中感应出电压，从而导致 EMC 问题。因此，对于双极二极管，人们尝试通过降低 tf 期间的 di/dt（从而增加 t f ）来赋予它们“更软”的关断行为。关断行为可以通过 t f和 t S的比率（给出因子 S，称为“快速因子”[3]）区分为“软”和“快速”。软因素[4][2]：
S=tftS=trr?tStS=trrtS?1
S+1=trrtStStrr=1S+1(2)
由于二极管关断行为对于开关（MOSFET 或其他技术）至关重要，因此进行了多次尝试来改进它 [5]。不幸的是，Q rr的减小会增大导通电压[2]。
肖特基二极管的关断行为
具有近乎理想开关波形的二极管是肖特基二极管（见图 5）。这是一种没有 PN 结但具有构建耗尽区的金属-半导体接触的单极二极管。对于硅，阈值电压低于双极二极管，约为 300 – 400 mV。非常小的恢复电荷是电容性的，是由反向电压导致的耗尽区的增长引起的。遗憾的是，由硅制成的肖特基二极管的阻断电压仅限于 200 V 左右 [2] [3]。
理论损耗计算
计算在电压 U D下开关电流 I L的 MOSFET 的开关损耗能量 W on和 W off的理论方法是其中 W OSS是存储在输出电容 C OSS中的能量。该杂散电容在 MOSFET 关断时充电至 U D 。导通时，MOSFET 会缩短该容量。因此，C OSS的放电电流无法通过图 1 中所示的
分流器来测量。对于所使用的 MOSFET，C OSS被指定为 48 pF，从而在 300 V 时产生 2.2 ?J。通常，与 W 相比，该能量较小在 （表格1）。然而，应该检查是否有更高的电压，因为它取决于 U D 的平方，并且从漏极到地的容量可以通过散热器的容量 C HS来增加（图 1）。C HS的放电在电流 i S中可见 （图 1）。
Won=t上升?UD?IL2
Woff=tfall?UD?IL2
WCOSS=COSS?U2D2(3)
应该记住，在 W on和 W off 的公式中，因子 1/2 是因为计算了三角形的面积，而对于 W COSS，该因子是由于
电容器公式的积分而产生的。
开关损耗功率 P VS是能量 W on和 W off与开关频率的乘积。
从图2给出的曲线可以看出，在导通时，电压略微降低了D U ， D U 是杂散电感L σ和电流斜率di/dt 的乘积。实际上，这些杂散电感必须保持较小，以提供安全关断和低电压过冲。
从图2中可以看出，当MOSFET承受全电压U D时，有一部分反向恢复电荷Q rr流过MOSFET 。这持续 t S。因此，理论上，导通时的额外损耗部分是 导致二极管关断损耗的 Q rr的另一部分。然而，在实践中，这很难处理，特别是因为（2）中给出的定义有缺陷[2]。
WQrr\近似tStrr?Qrr?UD=Qrr?UDS+1(4)
双脉冲试验台
该测试台是在PCB上实现的。直流电源和双脉冲发生器位于外部，因此图 3 中未显示。为了估计杂散电感，使用标准 600 V 1 A 二极管测量了导通瞬态。如图 4 所示，源电流在 100 ns 内从 0 A 增加到 13 A，同时 MOSFET 两端的电压下降约 15 V，对应的杂散电感约为：Lδ\约15V?100ns13A=115nH(5)
图 3. 用于测量的测试台。图片由博多电力系统提供
通过该杂散电感，导通时的电流增加被限制为 U D /L σ = 2.6 kA/μs。然而，这超出了 MOSFET 的能力。从图 4 中可以看出，通过高反向电流 i rr和长 t rr，所使用的 600 V 1 A 双极标准二极管并不是该应用的选择。该测量中的带宽限制仅用于说明，W on、W off和 Q rr的所有测量都是在 100 MHz 的全带宽下进行的。
图 4. 使用 600V 1A 双极标准二极管作为 FWD 的 MOSFET 的导通行为，带宽限制仅用于更好的测量，时间 100ns/Div CH1：i S 2.5 A/Div，CH2：u DS 50 V/ Div，CH3：第二个脉冲的触发信号 MATH = CH1 X CH2：p V (t) 1250 W / Div。图片由博多电力系统提供 [PDF]
损耗能量和 Q rr的测量
如图 1 所示，在 MOSFET 的源极连接中放置了一个为 50 Ω 提供 40 mV/A 电流的分流器。使用 10:1 探头测量漏源电压，并将两者乘以示波器 MATH 功能。与图 3 相比，使用了示波器的完整 100 MHz 带宽。这些数据以“逗号分隔值”（“CSV”）形式导出，并在 PC 上使用图表计算程序进行进一步分析。每个测量点的瞬时功率 pV(t) 乘以时间间隔 Dt，并在开关转换期间求和，分别得到 W on。W关闭。
为了测量 Q rr ，从 t rr期间测得的源电流 i S 中减去I L = 1 A的负载电流。所有高于负载电流的源电流均由 Q rr驱动 （图 2）。
这部分电流乘以时间间隔Δt即可得到电荷，并从 i S > 1 A 到 i S = 1 A求和。 这样就计算出了Q rr 。
测试台中使用的二极管
对于用作 FWD 的不同类型的二极管，在 300 V、1 A 和室温下测量了二极管反向恢复电荷 Q rr以及 MOSFET 导通损耗能量 W on 。所有续流二极管的 MOSFET 均保持不变。结果按照反向恢复电荷Q rr增加的顺序在表1中给出。
对于所使用的 MOSFET，数据表中给出了 23 ns 的上升时间，根据等式 (3)，在 300 V、1 A 电流下，W 导通电流为 3.5 J 。下面显示的 W on测量值更高（对于双极二极管，更高）并且很大程度上取决于FWD 的Q rr 。
个尝试是 600 V 1 A 双极标准二极管，因为它的额定值符合要求。不幸的是，它提供了非常大的 I rr和 Q rr（图 4），导致 MOSFET 的导通损耗很高。1000 V 1 A 双极标准二极管也会出现同样的情况。
图 5. 具有用作 FWD 的 600 V 2 A SiC-肖特基二极管的 MOSFET 的导通行为，全带宽，时间 50ns/Div CH1：i S 2.5 A/Div，CH2：u DS 50 V/Div ，数学 = CH1 X CH2：pV(t) 1250 W/Div。图片由博多电力系统提供 [PDF]
更好的选择是快速双极二极管。所测试的 600 V 1 A 型仍在生产，而 1500 V 1 A 型属于过时型（但性能仍然良好）。
由于 MOSFET 经常用于桥式拓扑，因此测试了第二个相同类型 MOSFET 中的体二极管。它具有较低的 I rr和 Q rr，导致比标准双极二极管更低的 W on，但性能不如两个快速双极二极管。
测试了两种类型的肖特基二极管。首先，串联三个 150 V 1 A Si-肖特基二极管。使用这种串联连接是因为没有可用的 600 V Si-肖特基二极管。3 * 150 V = 450 V 的阻断能力足以满足实验目的。与生产中的快速双极二极管相比， Q rr增加了大约 6% ，但 W on减少了 17%。本次测试中使用的二极管是 600 V 2 A SiC-肖特基二极管。它给出了迄今为止测试的二极管中 Q rr和 W on的值。
表 1. 测量的 Q rr、测量的 W on以及通过方程 (6) 得出的 W on近似值
测试了 600 V 1 A 标准二极管的并联连接和三个 150 V 1 A Si-肖特基二极管的串联连接。这个想法是至少部分电流流过肖特基二极管，因此关断行为将介于标准二极管和肖特基二极管之间。 然而，与单独的标准二极管相比，这仅使 Q rr减少约 3% ，但 W on增加约 5% 。这将在测量的公差范围内。与单独的 600 V 1 A 标准二极管相比，这种微小的差异并不奇怪，因为在三个肖特基二极管的串联中，它们的阈值电压也被增加，因此只有很少的电流流过它们。
将相同的 600 V 1 A 双极标准二极管与仍在生产的快速双极二极管类型并联，效果更好。这里，阈值电压相似，因此一定量的电流应该流过快速二极管。与慢速标准二极管相比， Q rr减少约 11% ，但 W on只减少约 5% 。
通过 Q rr和 U D近似 W on
MOSFET 导通损耗能量 W Qrr的计算公式为：(4)计算困难。因此，根据公式trise、 I L、 U D、 C OSS和 Q rr来近似估计完整的开通损耗。(6) 制成。
图 6. 测得的 W on（红点）及其根据方程 (6)（蓝线）的近似值，作为测得的 Qrr 的函数。图片由博多电力系统提供 .
Won≈t上升?UD?IL2+COSS?U2D2+Qrr?UD2(6)
假设 Q rr的一半在全电压下流过 MOSFET，从而在其中产生能量损失。对于线性斜率，这对应于因子 S = 1，请参见公式 (2) 和图 2。因此，公式 (6) 一项中的因子 ? 表示 t S /t rr，并且应与以下注释进行比较公式 (3) 给出的因子。对于 t上升，使用数据表中的值 (145 ns)。如果存在容量 C HS（见图 1），则应将其添加到等式（6）中的 C OSS 中。
表 1（右列）中还给出了方程 (6) 的结果值。有时，各个测量值与根据等式(6)计算的值不同。然而，如果测量值和计算值显示在同一图表中，则可以看出方程（6）至少给出了有用的近似值。必须记住，(6) 中使用的 Q rr是测量值，而不是数据表值。
近似方程 (6) 给出了 W对Q rr的线性依赖性，但图 6 中测量值的插值将具有弯曲的曲率。一种可能的解释是，通过缩短载流子寿命来降低 Q rr的制造措施使二极管具有更快速的反向恢复行为，因此改变了 t S /t rr的比率。
肖特基二极管总结 特别是与双极续流二极管一起使用时，MOSFET 的导通能量高于理论计算值。续流二极管存储的电荷对 MOSFET 的开通损耗有很大影响。这很重要，特别是在高开关频率的应用中。因此，使用快速双极或肖特基二极管可以降低MOSFET的总损耗。
标准双极与快速双极二极管的分立并联仅具有很小的优势，而双极标准二极管与三个 Si-肖特基二极管串联的分立并联给出了稍小的 Qrr，但也稍微增加了W。
与肖特基二极管一起，杂散电容 C OSS造成的损耗可能相当大，特别是如果散热器有额外的电容 C HS的话。
