许多电源，尤其是离线电源，需要较低的待机功率。对于低于 100 W 的功率水平，成本效益的隔离拓扑是反激式，因为它需要的组件少。反激式转换器通常会产生多个次级输出，这需要相对的调节。本文将描述实现良好稳压输出电压同时仍实现低待机功耗的挑战。
低功率 AC/DC 反激式电源广泛用于电机驱动和电器等工业应用，因为它们可以实现良好的电压调节和低待机功率损耗。隔离式低功耗设计的典型应用通常需要多个次级输出。图 1显示了从通用输入（85 V AC至 265 V AC ）生成输出 V OUT1和 V OUT2的反激式拓扑示例。变压器 T1 在交流电源线（干线）和负载之间提供电流隔离。辅助绕组 AUX 为初级侧反激式控制器供电。
图 1多输出反激式简化原理图，可在交流电源线和负载之间提供电流隔离。资料
如何降低待机功耗
让我们简要回顾一下降低待机功耗的已知技术。待机功率主要取决于循环能量、启动电路、缓冲网络和负载要求。降低空载开关频率并使用有源启动电路和齐纳缓冲器网络代替电阻-电容-
二极管缓冲器可降低待机功耗。不幸的是，其他电路特性也会增加待机损耗。因此，提前制定有助于保持低待机功耗的策略是很有帮助的。
电源设计人员面临的主要挑战之一是不可能构建理想电路，因为任何实际电路板都必须处理寄生电容和电感，以及系统中的噪声。
如图 1 所示，当生成两个或多个隔离输出时，这些挑战变得更大。通常，电压控制环路仅调节一个输出；变压器绕组的耦合半调节另一个输出。图 2显示了一个输出的调节。外部误差放大器 (U1)通过电阻分压器 (R high1、 R low1 ) 连接到输出 V OUT2。光耦合器有助于将误差信号传输到初级侧。
图 2连接到 V OUT2的外部误差放大器的示意图显示了一个输出的调节。资料
由于变压器绕组的耦合，另一个输出 V OUT1 (3.3 V) 仅半稳压。但是在轻载或空载条件下的待机模式下会发生什么？要回答这个问题，请考虑图 3 ，它显示了 V OUT1 (3.3 V) 和 V OUT2 (12 V)的次级绕组电压（也称为次级开关节点）。
图 3次级侧开关节点的过冲在轻载或空载条件下可能是一个挑战。资料
您可以很容易地识别过冲，然后在接通时间结束后响铃。基本上，初级开关节点的过冲反映到次级侧。这种过冲在轻负载或空载条件下可能是一个挑战，尤其是对于未稳压输出，因为它通过输出二极管 D1 和 D2 为输出电容充电，如图 1 所示。过冲可能导致未稳压输出电压上升至非常高的价值。
意外超调和振铃的主要原因是什么？它是功率级和电路板的寄生效应，包括变压器的漏感。漏电感是由变压器中一个绕组的磁通量引起的，该磁通量不耦合到其他绕组。该能量从外部消散到变压器并发生过冲。图 4显示了初级开关节点电压，它基本上是金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET) 的漏源电压。
图 4主开关节点是 MOSFET 的漏源电压。资料
变压器漏感的影响
既然您已经了解过冲如何对轻负载的交叉调节产生不利影响，那么问题就来了：为什么不直接钳位它呢？通常，缓冲器钳位电路将过冲电压限制在一定水平。钳位电路吸收存储在变压器漏感中的能量，并且根据钳位电压的值，还将吸收一小部分磁化能量。随着钳位电压下降，钳位中损失的能量迅速增加。
由于高能量损耗，您必须允许一定的开关节点电压过冲。过冲主要取决于漏电感。使用现有的变压器，不可能将过冲钳位到每个预期水平。在订购定制变压器样品之前，您必须考虑优化的变压器结构。目标应该是化泄漏与磁化电感的比率。
漏电感在很大程度上取决于物理绕组几何形状。通常，有两个变化会降低漏感：减小初级和次级绕组之间的介质间距，以及增加它们之间重叠的表面积。因此，使用交错绕组结构和更宽的骨架并将各层进一步移动在一起将导致低漏感。不幸的是，有一个权衡。这些变化通常涉及增加寄生绕组间电容，从而增加共模电磁干扰。因此，您应该从一开始就与变压器制造商密切合作，以找到优化的变压器结构。
现在，让我们再次看一下生成两个输出的设计：3.3 V (V OUT1 ) 和 12 V (V OUT2 )。一些应用需要对较低的输出电压进行更严格的调节，因为它通常需要更小的容差。假设 V OUT1 (3.3 V) 将被调节，而较高的输出电压 V OUT2 (12 V) 将保持未调节状态。因此，V OUT1被调节至 3.3 V，而变压器绕组的匝数比决定了 V OUT2。这种配置适用于具有低寄生效应（包括低漏感）的系统，即使在轻负载时也是如此。
但是，如果漏感较大，绕组耦合较差，过冲较大，则交叉调整率不再良好，因为变压器绕组电压比不再与绕组匝数比成正比。因此，V OUT2可以非常快速地上升，很容易变成预期电平的两倍甚至更大。电阻器或齐纳二极管会限制电压，但也会显着增加待机功率。因此，您需要考虑其他可能性。
因此，与其调节较低的输出电压，不如调节较高的输出电压 V OUT2可能会有所帮助。如果未稳压输出V OUT1通常不超过V OUT2的值，原则上低压输出多可以达到高压输出的水平。这意味着在某些情况下，调节较高的电压是有利的，因为这样做会在系统中保持较低的电压。
与往常一样，需要权衡取舍，因为不受监管的输出的监管会更糟。折衷方案是同时调节两个输出，如图5所示。只要您不需要在输出之间进行隔离，这种方法就可以很好地工作，但它有一个缺点，因为不可能以非常高的精度调节任何输出。
另一种选择是从一个输出采用连接到光耦合器阳极的内部环路，从另一个输出采用外部电压环路，如图6所示，以实现 V OUT2 的调节并在一定程度上改善调节V OUT1。
图 6这是外部误差放大器连接到内环和 V OUT2的方式。资料
由于终调节在很大程度上取决于功率级组件和布局的寄生电容和电感，因此建议在实验室中评估备选方案。
现代反激式控制器
现代反激式控制器可以实现非常低的待机功耗，因为脉宽调制算法可以同时改变开关频率和初级电流，同时保持不连续导通模式。该算法降低了轻负载的开关频率和峰值电流。借助现代反激式控制器，某些应用甚至可以实现低于 20 mW 的待机功率。然而，在设计电源时，必须避免增加功耗的原因。
为实现低待机功耗，必须通过使用有源启动电路降低开关频率和初级峰值电流并减少次级侧预负载电阻来减少每个周期从输入中消耗的能量。良好的布局还可以降低系统中的噪声，而初级和次级开关节点的合适缓冲网络可以进一步降低噪声和过冲。，不要忽视变压器；除了控制器，它是电源中重要的部分。
