在设计具有各种电压和功率要求的产品组合时，找到一个单一的驱动器设计解决方案来服务于整个产品组合可以显着节省时间和资源。能够处理各种电池电压的设计需要高效运行，能够驱动各种 MOSFET 栅极电流和电压，适应高热耗散，并承受非常大的负瞬变。
本文讨论了在单个驱动器设计中尝试适应宽范围电池电压和电机功率时遇到的这些挑战，并提供了一个商用解决方案作为设计研究。
为了驱动高电压、高功率应用的电机或驱动器，其中低噪声和高效率是关键的设计因素，持续的设计趋势是使用永磁同步电机 (PMSM) 驱动器和/或无刷直流 (BLDC) 驱动器. 对于许多其他应用，例如机械处理的噪声通常会盖过电机噪声的应用，可以使用简单的半桥架构驱动的简单直流电机仍然足够。
然而，在宽功率范围内运行电机/驱动器会导致功耗和
开关效应，这对三相驱动器和直流驱动器都构成了重大挑战，因此此处的考虑对两者都有效。
高压大功率直流电机运转
运行直流电机似乎是一项简单的任务。然而，它仍然存在挑战，包括需要维持高压运行以支持在制动时耗散电机电感能量。为了在驱动级必须适用于宽功率范围的应用中应对这一挑战，设计人员需要能够同时支持高压操作和处理巨大负瞬变的解决方案。
宽范围电源解决方案还需要能够为中功率到高功率 MOSFET 驱动宽范围的栅极电流，这会在器件内部引入高功率耗散。为了应对这一功耗挑战，设计人员可能会在具有低驱动阻抗的驱动器中找到解决方案。
首先，驱动 MOSFET 需要了解 MOSFET 开关波形，下面将对此进行讨论。
了解 MOSFET 开关行为
对于电机等感性负载，开关周期可分为四个阶段：
t 0到t 1 → 栅极电压上升到阈值电压。
t 1至 t 2 → 漏极电流 (i D ) 上升，栅极电压根据 MOSFET 的跨导上升。
漏源电压 (V DS ) 下降 - 非线性下降，因为输入电容 (C ISS )、输出电容 (C OSS ) 和反向传输电容 (C RSS ) 取决于 V DS - 并且栅极电流为米勒充电电容（V GS），在此期间，V GS是稳定的。
t 3至 t 4 → V DS饱和低，V GS上升至其终值。
图 1 MOSFET 的电压和电流随时间变化的曲线图，包括漏源电压 (V DS )、栅源电压 (V GS )、漏电流 (i D )、栅极电流 (i G ) 和阈值栅源电压 (V GS(th) )。资料 Microsystems
第 1 阶段开始时的栅极至源极电压 (V GS(t) ) 为零，驱动器需要提供的栅极驱动电流 (i G(t) ) 处于峰值。总开关时间（t 0到t 4 ）不需要这个驱动强度，因为栅极电容被连续充电。
近似地，典型的开启时间可以通过以下方式获得：
t r(HS) = C负载× R DS(on)UP
在哪里：
t r(HS)是从t 0到t 4的时间，
C LOAD表示 MOSFET 的栅极电容，并且
R DS(on)UP是上拉电阻。
通常，为了保持较低的功率预算，需要快速切换。另一方面，在大多数情况下，需要限制栅极驱动电流以控制开关速度 dV/dt，以满足电磁兼容性 (EMC) 要求。
通过添加栅极
电阻器 (R GATE )，可以延长导通时间，具体如下：
t r(HS) = C LOAD × (R DS(on)UP + R Gate )
增加栅极电阻时需要权衡多种影响。增加栅极电阻将：
增加开关损耗，导致图 1 中浅红色区域的增加。
降低栅极驱动器对驱动功率的需求。这种效果通常是理想的，因为它会减少驱动器本身的功耗，从而产生较少的热量。权衡是为 MOSFET 的总栅极电容充电需要更长的时间，并且栅极电阻器上耗散的功率会增加，这意味着更高的电压降会持续更长的时间。换句话说，功率损耗从驱动器转移到栅极电阻器。
增加死区时间。
需要找到折衷方案来考虑所有这些影响。
了解 MOSFET 快速开关和米勒效应
除了上面讨论的 MOSFET 开关行为和权衡之外，快速开关会导致已知米勒效应的另一种表现，在设计中必须考虑到这一点。米勒效应可导致由栅极浪涌电流引起的感应 V GS反弹，根据：
I G = C GD × dV DS /dt
该名称源于 MOSFET 的栅漏电容，也称为米勒电容。
为了说明米勒效应，半桥中的所有 MOSFET 容量如图 2所示。输入电容 (C ISS )、输出电容 (C OSS ) 和反向传输电容 (C RSS )——通常在 MOSFET 数据表中指示的值——与栅漏电容 (C GS )、栅极相关源极电容 (C GS ) 和漏源电容 (C DS ) 如下：
C ISS = C GD + C GS
C OSS = C DS + C GD
C RSS = C GD
这些关系可以重写为：
C GD = C RSS（C GD = 米勒电容）
C GS = C ISS – C RSS
C DS = C OSS – C RSS
图2这是具有 MOSFET 容量的半桥拓扑的视图。资料 Microsystems
图 3显示了高侧和低侧的理想栅极驱动信号示例，具有足够的死区时间和在 S 节点监测的电机电压。与此理想情况相反，在实践中可能会观察到高侧和低侧栅极电压，如图 4所示。理想和实际之间的差异可以通过开关行为来解释。
图 3该图显示了随时间变化的低侧 (LS) 栅极电压、高侧 (HS) 栅极电压和电机电压。资料 Microsystems
图 4另一个视图显示低侧 (LS) 栅极电压、高侧 (HS) 栅极电压和电机电压随时间的振荡。资料 Microsystems
当开启高侧栅极时，S 节点的快速 dV/dt 瞬变导致低侧栅极电压米勒电容 (C GD ) 重新充电，将低侧 MOSFET 的 V GS拉至高于低侧栅极阈值电压 (V GS(th) )。这会导致交叉传导，导致 S 节点振荡和大量功率损耗。与高侧 MOSFET 栅极电阻相比，减小低侧 MOSFET 栅极电阻并在 S 节点上使用足够的缓冲器可以减轻这种影响。通过添加一个与高侧栅极电容并联的额外
陶瓷电容器可以实现显着改善，这将降低 dV/dt。
利用 MOSFET 容量避免米勒效应
这是一个设计研究，用于避免米勒效应，同时使用 APEK89500 演示板来评估A89500半桥 MOSFET 驱动器。A89500 快速开关半桥 MOSFET 驱动器旨在支持高压操作——例如，高侧和低侧总计 2.7 A 源电流（典型值）和 5.2 A 灌电流（典型值）。如图 5所示，它可扩展至 100 V 桥式电源并在高侧栅极输出端子和高侧源极（负载）端子处处理高达 –18 V 的瞬变。
A89500 采用双扁平无引线 (DFN) 封装，具有非常低的封装热阻结至环境 (R ?JA ) — 双层 3.8 × 3.8 英寸 PCB 为 38°C/W。为了帮助设计人员了解驱动强度，驱动器需要在开关周期的t 0到 t 4的所有阶段供电。本文中使用的直接连接到驱动器的电容器充电时间的近似值也用在数据表中，如表 1所示。
表 1数据表摘录突出显示了直接连接到驱动器的电容器的充电时间。资料 Microsystems
专为评估 A89500 驱动器而设计的 APEK89500 演示板演示了 A89500 避免米勒效应并实现低噪声、高效率运行的能力。该板部署了两个带有电容的 MOSFET，如表 2所示。
表 2显示的容量适用于与 A89500 快速开关 100 V 半桥 MOSFET 驱动器一起使用的 APEK89500GEJ-01-T 或 APEK89500KEJ-01-T 演示板。资料 Microsystems
APEK89500 演示板未针对设计目标的参考设计进行优化。这种故意缺乏优化导致易受米勒效应影响。尽管缺少针对设计目标的参考设计，但可以通过添加与高侧栅极电容 C GS并联的 1 nF 电容器来完全消除米勒效应。C GD /C GS比率的降低示于表3中。在实施使用 A89500 的设计时，完全避免米勒效应的一个好方法是保持相似的减速比。
表3显示了与 A89500 快速开关 100 V 半桥 MOSFET 驱动器一起使用的 APEK89500GEJ-01-T 或 APEK89500KEJ-01-T) 演示板的附加地源电容。资料 Microsystems
如本设计用例所示，添加一个与高侧栅极电容 C GS并联的电容器将导致 S 节点处的 dV/dt 降低，从而减轻米勒效应。也可以通过降低低侧的 C GD /C GS比率来利用这一结果——例如，通过添加与低侧栅极电容并联的电容器。当将 C GD和 C GS视为分压器时，这种方法变得更加全面（图 6）。因此，当增加 C GS时，表观栅极到源极阻抗变小，这进一步支持将栅极保持在远低于 V GS(th)的努力。
图 6栅极处的电容分压器考虑了表观阻抗。资料 Microsystems
当然，可以通过使用适合设计的 MOSFET 来获得适当的 C GD /C GS比率。避免低侧电容性开关的其他措施包括使用低侧 MOSFET 栅极电阻器（与高侧 MOSFET 栅极电阻器相比有所降低）和 S 节点上的缓冲器以减轻交叉传导的影响。
