大功率低压大电流开关电源的设计

?    本文介绍了一种大功率低压大电流开关电源的设计方案，该电源满载输出功率为60kW（5000AP12V） ，采用软开关移相全桥控制方式，实现了零电压软开关；控制电路中采用了稳压稳流自动转换方案，实现了输出稳压稳流的自动切换，提高了输出性能；采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流；设计并使用了容性功率母排，减小了系统中的振荡，减小了功率母排的发热，达到了令人满意的实验结果。
    1 引言
    在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。
    本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A 连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。
    2 主电路的拓扑结构
    鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路如图1 所示，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、 滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC 滤波器等。
    隔直电容Cb 是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS 只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。

   图1 主电路原理图
    3 零电压软开关
    高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS 控制方式，采用Unitrode 公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75 %以上负载范围内实现了零电压软开关。图2 为滞后桥臂IGBT 的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
    开关频率选择20kHz ，这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。

    图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图
    4 容性功率母排
    在很初的实验样机中，滤波电容C5 与IGBT 模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3 为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT 模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38 ℃，电容C5 的温升为24 ℃。

    图3 使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形
    为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们很终采用了容性功率母排，图4 为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11 ℃，电容C5的温升为10 ℃。

    图4 使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形
    5 采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流
    为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A） 、耐高电压（80V） 的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一个导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC 吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起的寄生震荡。这些措施都很大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。
    对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方式有许多种，图5 所示，图a 为直接并联方式；图b 为串入电阻并联方式；图c 为串入动态均流互感器并联方式。（均以四只二极管的并联为例）。

    图5 二极管的并联方式
    对于直接并联方式，二极管的均流效果很差，输出电流一般限制在几十安培到几百安培左右，不易于做到上千安培。在电流为上千安培输出的情况下，为了达到均流的目的，可以采用串入电阻方式并联或采用串入动态均流互感器并联。由于邻近效应及趋肤效应的影响，对于串入电阻的并联方式，二极管的均流效果随输出电流的大小而改变，均流效果较差。为达到较好均流效果，串入的电阻不宜太小，这又带来较大的损耗。对于串入动态均流互感器的并联方式，可以达到较好的均流效果，但大电流互感器的制作工艺复杂，成本高，同时由于动态均流互感器的漏感及引线电感的存在，使得二极管在关断时的反向尖峰电压增高，电磁干扰及损耗随之增加。
    为了克服以上并联方式的不足之处，使输出整流二极管实现既能自动均流，降低损耗，又可以降低制作工艺的复杂性，我们设计了一种新颖的高频功率变压器，如图1 所示。这种变压器是由8 个相同的小变压器构成，变比均为4∶1 ，它们的初级串联，而次级则采用并联结构。该变压器采用初级自冷和次级水冷相结合的冷却方式，这样考虑主要在于它们的热损耗不同，而且可以大大简化变压器的制作工序。
    下面以两个变压器组为例（图6 所示） ，说明二极管之间的均流。

    图6多个变压器的连接示意图
    uin为正时， u1 与u3 为正，二极管D1 与D3 导通，D2 与D4 截止，此时可以得出：

    当二极管的管压降uD1 与uD3 不等时，由公式（3） 、（4） 、（5） 、（6） 可以得出，两个变压器原边的电压uA与uB 也不等，二极管管压降高的变压器原边的电压就高，反之亦然。由公式（1） 、（2） 得：

    即流过二极管D1 与D3 的电流始终相等，实现自动均流。可见，变压器的这种连接方式，是靠调整单个变压器原边的电压来实现输出整流二极管的自动均流。
    多个变压器的这种连接方式，不仅可以使得输出整流二极管实现自动均流，还可以使得变压器的设计模块化，简化变压器的制作工艺，降低了损耗。
    与一只单个变压器相比，多个变压器的这种连接方式，减小了变压器的变比，增强了变压器原副边的磁耦合性，减小了漏感（实际测量8 个变压器原边串联后的漏感为6μH） ，减小了占空比的丢失。图7 为满载时变压器初级电压波形VP 和次级电压波形VS ，从图中可以看到占空比丢失不多（大约为5 %） ，使得系统的性能显着提高。

    图7 变压器初级和次级电压波形图
    6 控制电路的设计
    由于在本电源中使用的开关元件的过载承受能力有限，必须对输出电流进行限制，因此，控制电路采用电压电流双环结构（内环为电流环，外环为电压环） ，调节器均为PID.图8 为控制电路的原理框图。加入电流内环后，不仅可以对输出电流加以限制，并且可以提高输出的动态响应，有利于减小输出电压的纹波。
      

图8 控制电路的原理框图
    在实际的控制电路中采用了稳压、稳流自动转换方式。图9 为稳压稳流自动转换电路。其工作原理是：稳流工作时，电压环饱和，电压环输出大于电流给定，从而电压环不起作用，只有电流环工作；在稳压工作时，电压环退饱和，电流给定大于电压环的输出，电流给定运算放大器饱和，电流给定不起作用，电压环及电流环同时工作，此时的控制器为双环结构。这种控制方式使得输出电压、输出电流均限制在给定范围内，具体的工作方式由给定电压、给定电流及负载三者决定。

    图9稳压稳流自动转换电路
    由于本电源的容量为60kW，为了提高效率、减小体积、提高可靠性，因此，采用软开关技术。高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS 控制方式［1 ］ ，它利用变压器的漏感及管子的寄生电容谐振来实现ZVS 。采用Unitrode 公司生产的UC3875N。通过移相控制，超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75 %以上的负载范围内实现了零电压软开关。图2 为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
    7 总结
    该电源装置中，使用移相全桥软开关技术，使得实现零电压软开关，减小了开关损耗及开关噪声，提高了效率；设计并使用了一种新颖的高频功率变压器，通过调整单个变压器的原边电压使输出整流二极管实现自动均流；设计并使用了容性功率母排，减小了系统中的振荡，减小了功率母排的发热。控制电路中采用了稳压稳流自动转换方案，实现了输出稳压稳流的自动切换，提高了电源的可靠性及输出的动态响应，减小了输出电压的纹波。
    实验取得了令人满意的结果，其中功率因数可达0. 92 ， 满载效率为87 % ， 输出电压纹波小于25mV.不仅如此，各项指标都达到甚至超过了用户要求，而且通过了有关部门的技术鉴定，现已批量投入生产。