基于ICE1CS02的PFC+PWM电路设计

　　近年来，提高开关电源的功率因数，减轻其对电网的污染成为电源发展的必然趋势。为了使输入电流谐波满足要求，需要加入功率因数校正（PFC）电路。目前小功率场合应用得广泛的是PFC级和PWM级共用一套控制电路，在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低等优点。

　　文中介绍了一种基于ICE1CS02的PFC+PWM电路的基本原理及其设计过程，并设计出500 W实际电路。

　　1 电路设计

　　英飞凌的ICE1CS02芯片是由功率因数校正（PFC）和脉宽调控（PWM）两种电流模式控制器组成，其中PFC级采用非线性增益电路取代乘法器技术，可以获得较高的功率因数；而PWM采用电流模式控制，可以提高响应速度和轻载时的系统效率。

　　电路的PFC级采用非隔离式Boost电路，具有效率高、易于实现等特点；而PWM级采用双管正激电路结构，无需复位绕组，有利于减小变压器的体积，提高开关电源功率密度和工作效率。

　　PFC+双管正激变换器主电路原理图如图1所示。

图1 PFC+双管正激变换器主电路原理图

　　电路的工作原理简述如下：当电路接通电源时，输入交流电压整流后的直流电压给辅助源提供信号，从而给主控芯片提供启动电压。PFC级的电压、电流反馈信号率先使前级进入正常工作，即PFC级输出电压400VDC;后级DC/DC变换电路由TL431获得偏差信号，经光耦隔离后反馈到主控芯片，控制开关管的导通与截止，实现终稳压输出的目的。

　　在一个开关周期Ts内，PFC级MOS管M1开关，后级MOS管M2和M3同步开关2次，频率交错易于消除相互之间的干扰。一个主控芯片提供两种MOS管的控制信号，简化了控制电路设计。

　　电路中，变压器起隔离变压作用，不再需要复位绕组。二极管D6和D7导通把激磁能量回馈给输入源，并起去磁作用使变压器维持磁平衡。

　　2 仿真分析

　　Saber仿真软件是美国Synopsys公司开发的一款功能强大的系统仿真软件。来用Saber仿真软件对电路进行仿真分析可以验证电路的工作原理和可行性。

　　仿真设计参数：输入220 VAC;输出24 V/21 A;后级MOS管工作频率130 kHz;占空比0.4.

　　图2为通过仿真得出的PWM级MOS管的DS电压和主变压器T1初级电压、电流波形。

图2 后级MOS管的DS电压波形

　　PFC级输出稳定的直流电压，PWM级MOS管导通时，两管DS电压均为零，变压器输入电流由于次级储能电感的作用线性增加，如图3中电流波形所示。

　　关断时，主变压器初级电势反向，通过二极管D6、D7把能量返回给输入端，并完成磁复位，如图3中电压波形所示。

图3 主变压器TI初级电压、电路波形

　　由仿真实验验证了电路的基本工作原理。

　　3 主变庄器设计

　　变压器设计是整个电路设计的重点。现就500 W电路讨论PWM级正激式变压器的设计（设计要求以仿真参数为例）：

　　根据输出功率与磁芯尺寸的关系，粗略估算磁芯有效面积值，选择磁芯型号的有效面积应大于理论计算值。选用了EE42磁芯，其有效面积Ae为2.33 cm2.

　　电路工作频率恒定，考虑高温时饱和磁感应强度Bs会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作磁感应在一般选择为2000~2 500 Gs.

　　UP=UD-△U1=393-3=390 V

　　UP为变压器初级绕组电压幅值；UD是PFC级输出直流电压；△U1是初级绕组和MOS管的导通压降之和，在计算中可忽略不记。同理，变压器次级绕组电压幅值Us为：

　　D为占空比，由于双臂正激电路中变压器需要磁复位，且根据伏秒时间相等原则，D不可能大于0.5,此处取0.35~0.4.

　　主变压器原边匝数：

　　EON是功率管导通时变压器的伏秒量；△B磁通增量，此处取0.15~0.2 T.TON为导通时间。

　　主变压器副边匝数：

　　根据电流有效值和导线选择经验，同时考虑高频工作时导线的集肤效应，当电流较大时，采用多股并绕，每股线径不得大于2倍穿透深度，漆包线的线径和股数可适当调整，使线包每一层能正好绕满，若计算出的原、副边匝数非整数，可选择匝数较小的一方取整，再根据匝比推算其他绕组匝数。选取初级匝数为33匝，次级匝数为5匝。

　　根据公式Ku=Ae/Q校核窗口，窗口系数Ku约为0.3~0.35.

　　在计算副边取整过程中调整了匝数，应由公式Np=（Vin×Ton）/（△B×Ae）校核磁感应，磁感应在3 000 Gs以内。

　　4 实测波形分析

　　以下波形无特殊说明即为输入电压220 VAC;输出功率500W条件测试所得。

　　4.1 PFC级波形分析

　　PFC电路的主要作用是通过取样输入电压波形，调整输入电流波形使之正弦化且相位与电压波形同步。

　　由图4可以看出，经过功率因数校正电路，输入电流正弦化，且相位和电压波形一致。经测试，功率因数达到了0.99.

图4 PFC级输入电压、电流波形

　　4.2 PWM级波形分析

　　对于PWM级双管正激电路而言，其输入电压即为PFC级输出电压，基本稳定的400 VDC.由于存在变压器漏感和一些寄生参数，实际测试波形与仿真得到的波形有一些细微差别。实验波形如图5和图6所示。

图5 后级MOS管M1&M2的电压、电流波形

图6 主变压器T1初级DS电压波形

　　磁复位过程中，上、下两功率管承受电压不超过直流侧输入电压与二极管D6,D7正向压降之和。磁复位完成后，高频变压器初级电压被钳位在零点。此时，M2、M3两管电压均被钳位在输入电压的一半位置。此阶段一直保持到MOS管的下导通。图5中DS电压下降至一平台处即为输入电压的一半，也标志着磁复位的完成。

　　5 结论

　　分析了PFC+PWM电路的工作原理，通过500 W原理样机测试结果可以看出，样机满载时效率可达88%;功率因数不小于0.99;负载调整率不大于0.5%;输出24 V直流电压较高。验证了该电路具有驱动电路简单、可靠性高、体积小、效率高等优点，达到了在提高功率因数的前提下进行DC/DC变换的目的。

参考文献:

[1]. PFC datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/PFC_1200255.html.
[2]. ICE1CS02 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/ICE1CS02_2130501.html.
[3]. TL431 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/TL431_651177.html.