基于SA7527的LED照明驱动电路的设计

时间：2011-07-12

摘要：本文利用SA7527芯片，设计了一款LED日光灯驱动电路，对电路各部分进行了分析。该电路的拓扑结构采用的是反激变换器，并采用可式精密并联稳压器TL431配合双运算放大器LM358和光耦EL817构成闭环反馈，实现了恒流恒压输出。该电路具有简单、输入电压范围宽、成本低、性能良好、工作稳定可靠等优点。

　　随着社会的发展，人们越来越提倡绿色照明，LED日光灯作为其中一种正在被广泛使用，LED日光灯相对于普通的日光灯具备节能、寿命长、适用性好等特点，因单颗LED的体积小，可以做成任何形状，拥有回应时间短、环保、无有害金属、废气物容易回收、色彩绚丽、发光色彩纯正等优势。本文通过SA7527设计的一款LED日光灯驱动电路，稳定可靠性比较好，不仅能够降低日光灯的成本，提高它的转化效率，还可以实现恒流恒压输出，同时能驱动不同功率的LED。

　　一、电路的设计

　　1.电路组成

　　全电路由抗浪涌保护、EMI 滤波、全桥整流、反激式变换器、PWMLED驱动控制器、闭环反馈电路组成，如图1。

基于SA7527的LED驱动电路框图

图1 基于SA7527的LED驱动电路框图

　　2.主电路分析

　　主电路如图2所示。从AC220V看去，交流市电入口接有熔丝F1和抗浪涌的压敏电阻RV1，熔丝起到线路输入电路过流保护的作用，压敏电阻RV1用来抑制来自电网的瞬时高电压保护输入线路的安全，之后是EMI滤波器，L1，L2，C1是共模滤波器，L3，L4，C2是差模滤波器，DB107是全桥整流电路，C13是一个电容滤波器，经过整流后的电压（电流）仍然是有脉冲的直流电。为了减少波动，通常要加滤波器，由R19，C8，D5组成的RCD缓冲电路是为了防止功率管Q1在关断过程中承受大反压，缓冲电路的二极管一般选择快速恢复二极管。

　　输出滤波器C10，C11，C12并联是为了减少电压纹波。

　　本电路的特点：（ 1 ）宽电压输入范围；（2）恒流/恒压特性；（3）由LM358组成的输出反馈取样与恒流/恒压控制电路，成本低，控制高，调试简单；（4）本电路可以驱动不同功率的LED。

　　3.启动电路的设计

　　启动电路如图2所示。为了使电路正常启动，应该在整流桥整流后的变压器初级线圈与SA7527的供电电压端8脚之间连接一个启动电阻R20，并在8脚与地之间连接一个启动电容C9。接通电源时，流过启动电阻R20的电流对启动电容C9充电。当C9的充电电压达到启动门限电压（典型值为11.5V）后，SA7527导通，并驱动功率管Q1开始工作。整流后电压的值和值分别用U imax和U imin来表示，I STmax为启动电流，V th（st）max为启动门限电压值，启动电阻R20由下列公式（1）和公式（2）来确定，该电阻应选择功率电阻，消耗功率不能超过1W。

主电路和启动电路

图2 主电路和启动电路

　　启动电容C9应由下式来确定：

　　式中，I dcc为动态工作电流；f ac为交流电网频率；HY （ST）为欠电压锁定滞后电压。

　　4.控制电路的设计

　　4.1芯片介绍

　　SA7527是一个简单而且高效的功率因子校正芯片。此电路适用于电子镇流器和所需体积小、功耗低、外围器件少的高密度电源。

　　4.2控制方法的分析

　　控制电路如图3所示。该控制电路是峰值电流控制模式，当功率管Q1导通时，二极管D6，D7截止，变压器T1的原边电感电流线性上升，当电流上升到乘法器输出电流基准时关断功率管Q1；当功率管Q1关断时，二极管D6，D7导通，电感电流从峰值开始线性下降，一旦电感电流降到零时，被零电流检测电阻检测到，功率管Q1再次导通，开始一个新的开关周期，如此反复。

控制电路

图3 控制电路

　　4.3零电流检测电阻的设计

　　零电流检测端外围电路如图4所示。MOSFET功率管利用零电流检测器导通，并且在峰值电感电流达到由乘法器输出设定的门限电平时关断。

零电流检测端外围电路

图4 零电流检测端外围电路

　　一旦电感电流沿向下的斜坡降至零电平，SA7527的零电流检测器通过连接于5脚的变压器副绕组电压极性的反转进行检测，SA7527的7脚产生输出，驱动MOSFET功率管又开始导通。当电感电流沿向上的斜坡从零增加到峰值之后，MOSFET功率管则开始关断。直到电感电流降至零之前，MOSFET功率管一直截止。由芯片介绍资料可知，零电流检测端电流不能超过3mA，因此零电流检测电阻R25由下式来确定。

　　式中，Vcc为芯片供电电压。

　　4.4输入电压检测电阻的设计

　　乘法器外围电路如图5所示。交流输入经整流后得到一个半波正弦形状的电压波形，为了使输入电流较好地跟踪输入电压波形，我们要在交流输入整流后进行电压采样，经电阻R21和R22分压后，电压约缩小100倍输入到SA7527的3脚，在电阻R2并联一个电容C15除整流后的电压纹波。由芯片的内部结构可知，乘法器输入端3脚电压在3.8V以下可以保证较好的功率因数校正效果。

乘法器外围电路

图5 乘法器外围电路

　　因此应满足3脚的输入电压不超过3.8V，即：

　　4.5电流感应电阻的设计

　　电流检测外围电路如图6所示。

电流检测外围电路

图6 电流检测外围电路

　　电路采用峰值电流检测法，因此在MOSFET功率管的源极与地之间接上一个电流感应电阻R24，MOSFET功率管的源极端接在SA7527的电流感应端4脚CS端，一般的应用电路中会在电流感应电阻后接上一个RC滤波电路以滤去开关电流的尖峰，因为SA7527芯片内部已经有RC滤波电路，所以这里不必加外围RC滤波电路，从而减少了SA7527的外部元件数量。电流感测比较器采用RS锁存结构，可以保证在给定的周期之内在驱动输出端仅有一个信号脉冲出现。当电流感应电阻两端的感应电压超过了乘法器的输出端门限电压时，电流感应比较器就会关断MOSFET功率管并且复位PWM锁存器。电感电流的峰值在正常情况下由乘法器的输出Vmo来控制，但压是当在输入电压太高或者输出电压误差放大器检测出现问题时，电流感应端的门限电值就会在内部被钳位在1.8V。这是由于芯片内部的电流感应比较器的反相输入端接有一个1.8V的稳压二极管，因此电流感应电阻的取值要满足公式（6）和公式（7）两个条件。

　　其中

　　K为乘法器增益，ΔVm2 =Vm2 -Vref ，为电压误差放大器的输出与芯片内部参考电压的差值。

　　4.6闭环反馈电路的设计

　　闭环反馈电路如图7所示。该电路是一个恒流恒压输出电路，它是由双运放LM358和TL431构成的电流控制环和电压控制环，先恒流后恒压，先是电流采样，D2导通，D1截止，实现恒流，然后是电压采样，D1导通，D2截止，实现恒压。

闭环反馈电路

图7 闭环反馈电路

　　电流控制环：TL431是精密电压调整器，阴极K与控制极R直接短路构成精密的2.5V基准电压。该电压由R11送到LM358的5脚（同相输入端），R5直接从输出端采样电流，将电流转换成电压，再将电压值送到LM358的6脚（反相输入端），将同相输入端的电压和反相输入端的电压进行比较，并在7脚输出高低电平来控制流过光耦EL817的导通与关断，进而通过SA7527控制变压器侧输出占空比的大小，达到稳定输出电流的结果，C1，R3为反相输入端与输出端的反馈元件，可通过调整其数值来调整放大器的反馈增益。当电路接P5端口时，输出电流的大小为：

　　，，其他端口同例。

　　电压控制环：TL431是精密电压调整器，阴极K与控制极R直接短路构成精密的2.5V基准电压。该电压由R10送到LM358的3脚（同相输入端），R7直接从输出端采样电压，R7，R9组成分压电路，将分压值送到LM358的2脚（反相输入端），将同相输入端的电压和反相输入端的电压进行比较，并在1脚输出高低电平来控制流过光耦EL817的导通与关断，进而通过SA7527控制变压器侧输出占空比的大小，达到稳定输出电压的结果，C3，R8为反相输入端与输出端的反馈元件，可通过调整其数值来调整放大器的反馈增益。当电路接P1端口时，P1端口的输出电压为：

　　，其他端口同例。

　　二、电压控制环和电流控制环的建模与仿真

　　1.电压控制环的建模与仿真

　　首先一个重要的中间量是TL431阴极电压变化量k Δv 与输出波动o Δv的关系式为：

　　其中

　　阴极的电压变化引起光耦二极管电流变化：

　　高压感应侧光电流变化：

　　其中

　　反馈网络：

　　组成控制框图如图8所示。

电压环结构

图8 电压环结构

　　系统的开环传递函数：

　　将R 2=4.7KΩ，R 7=150kΩ，R 8 = 2 . 2 k Ω ，R 9 = 4 . 7 k Ω ，R 19=1kΩ，C 3=1mF，CTR =100%，101 pwm k= L? f = 代入式1 6 中，用MATLAB仿真得到电压控制环的波特图如图9所示。交越频率4.8KHZ，相位裕量100o。

电压环的波特图

图9 电压环的波特图

　　2.电流环控制环的建模和仿真

　　系统的开环传递函数：

　　将R 2 = 4 . 7 k Ω ，R 3 = 2 . 2 k Ω ，R 4 = 2 . 2 k Ω ，R 5 = 0 . 3 6 Ω ，R 19=1kΩ，C 1=1mF ，CTR =100%，101 pwm k= L? f = 代入式1 9 中，用MATLAB仿真得到电压控制环的波特图如图10所示。交越频率220kHz，相位裕量46°。

电流环结构