AD834用于直流至500MHz应用：均方根-直流转换、电压控制放大器和视频开关

　　简介

　　AD834是目前快的四象限乘法器，可用带宽为800 MHz,相比之下，二象限乘法器AD539带宽为60 MHz,四象限乘法器AD734带宽为10 MHz,而四象限乘法器AD534带宽为1 MHz.单芯片结构和高速度使AD834非常适合平衡调制和解调、功率测量、增益控制和视频开关等高频应用，此类频率早已超过模拟乘法器的范围。

　　AD834并未牺牲来实现速度。与所有ADI乘法器一样，该器件在制造过程中使用激光调整对输入和输出失调执行零点校准，建立缩放。典型应用中，总静态误差可保持在±0.5%以下。

　　它提供商用、工业和军用温度范围内的8引脚塑封DIP、SOIC和陶瓷封装，采用±5 V电源供电。

　　使用AD834的主要挑战在于其电流模式输出级。为了尽可能维持带宽，AD834输出采用开路集电极的差分电流对形式。当需要较传统的接地基准电压输出时，这一形式很不方便。因此，本应用笔记讨论将上述电流转换为单端接地基准电压的方法。

　　这些应用包括宽带均方检波器、均方根-直流转换器、双宽带电压控制放大器、高速视频开关和变压器耦合输出电路。许多情况中，这些应用为用户提供了完整和成熟的解决方案，包括关键器件的建议电压源。

　　AD834概览

　　AD834是ADI公司不断追求高模拟信号处理的成果，图1以框图形式提供其示意图。具体而言，它融入了ADI二十年来在制造模拟乘法器方面的宝贵经验。器件使用激光调整薄膜电阻，通过3 GHz外延双极性晶体管工艺构建而成。由于特别注重细微之处，失真和噪声异常低。图2显示了较详细的简化电路示意图。

图1. AD834框图

　　将X和Y输入应用于具有285 跨阻和约25 k小信号输入电阻的高速电压电流（V/I）转换器。两个输入端的满量程输入电压为±1 V.输入偏置电流通常为45 A.因此，差分对两个输入端的直流电阻必须相等，以便将失调电压降至，正如运算放大器一样。输入端电阻还会将高频振荡的风险降至。使用建议的电源电压时，V/I转换器的共模范围为±1.2 V.在该范围内，差分输入呈现70 dB的共模抑制，对于< 100 kHz的范围是保守额定值。V/I转换器内的偶数阶失真本身较低，同时内置失真消除电路，通常可将奇数阶非线性减小至±0.05%.

图2. AD834简化原理图

　　乘法器内核是一种大家熟悉的跨导线性电路。跨导线性原理[Ref. 1]利用了双极性晶体管的基极-发射极电压（V_BE）与集电极电流（Ic）之间的精密对数关系。跨导线性电路的输入和输出信号始终采用电流形式。内部节点的电压摆幅很小，因此不必对寄生结电容充电和放电，这也是带宽减小和压摆率受限的常见原因。所以跨导线性乘法器单元本身较快；也很容易实施成单芯片形式。不过，如果设计不仔细，这些器件可能引入失真。

　　该失真主要是由于内核晶体管内的发射极区域不匹配和电阻（欧姆）引起的（Ref. 2）。根据通道命名的传统惯例，如图2所示，X通道易受上述效应影响，而Y信号路径基本保持线性（四个输出器件Q3至Q6在许多方面类似于共基级或共源共栅电路）。因此，需要尽可能失真的信号应始终由Y通道处理。例如，在平衡调制器应用中，载波（本振电压）应施加于X输入，基带信号则施加于Y输入。

　　内核输出采用差分电流对形式。现在，这些电流的缩放通常通过在X输入端的V/I转换器内调节偏置电流来控制，该转换器还会决定以二极管形式连接的晶体管（Q1和Q2）内的电流。

　　在经典电压输出乘法器中，吸收不可避免的电阻不匹配所需的调节范围很小，此调整比例因子的方法可以接受。但在AD834中，传递函数涉及两个输入电压VX和VY、调整电压（在带隙基准电压源电路内生成，调整至值，这里假设为1 V）和输出电流l_W:

　　此表达式中，电阻值R决定输出电流的校准。制造时，薄膜电阻的初始不确定性可高达±20%,调整比例因子的常规方法会导致其他折衷（例如损失X输入V/I转换器内的可用信号范围）。

　　因此，AD834在内核后使用"吉尔伯特增益单元"[Ref. 3]来提供有效值R的所需调节，此调节实际上通过调整电流I_G,从而改变该单元的电流增益来实现。I_G调整后，R有效值为250 Ω,当两个输入端均处于满量程值±1 V时，可产生±4 mA的满量程输出电流。典型电流增益为1.6,由于此类型的放大器很快且会缓冲内核输出，乘法器的总体带宽实际上强于直接使用内核输出。

　　来自内核的偏置电流和增益设置电流I_G产生较大稳定电流（通常为8.5 mA），该电流流入输出W1和W2（引脚4和5）。仅将差分输出指定为±4 mA.

　　输出电流可用各种方式转换回至电压。简单的情况下，可能使用连接到正电源的负载电阻，但这些电阻不会将（两个）差分输出转换为单端电压。

　　为了让AD834正常工作，必须将输出引脚（4和5）拉至V+以上，以避免Q7至Q10发生饱和。为了免去独立电源的麻烦，此处包含的几个电路使用与AD834正电源引脚（6）串联的降压电阻；高于去耦所需值。

　　该降压电阻降低了引脚6的电压，从而为输出晶体管提供了额外偏置余量。例如，在图3所示的均方电路中，169 Ω降压电阻两端的11 mA静态电流产生1.86 V的裕量。由于仅旨在对电源进行去耦，与引脚3的负电源串联连接的去耦电阻仅为10 Ω。

图3. 直流至500 MHz均方电路

　　本应用笔记大部分是关于载入输出的更有效方式。例如，由于经过完全校准，两个或更多个AD834的输出可通过并联连接来求和，如本应用笔记稍后讨论的均方根应用。

　　均方检波器

　　首先我们来讨论一下均方检波器（图3），其输出是与输入功率成正比的直流电压。该电路仅需要校准信号发生器和直流电压表就能说明AD834的超高速特性，因此非常有用。

　　输入信号被施加于并联连接的X和Y输入。瞬时输出电流因此与输入电压的平方成正比。幅度为A的正弦输入电压的平方是两倍频率下的失调余弦：

　　如果AD834的输入具有上述正弦形式，则瞬时输出电流（使用公式1）便为：

　　对于1 V幅度的正弦曲线，其平均值仅为2 mA.

　　在AD834引脚4和5两端测得的满量程差分电压因此为2 mA× （50 Ω+ 50Ω），即200 mV.该平均值由低通滤波器提取，低通滤波器由4.7uF 0.022 F（AVX器件#SR505E475MMAA和#SR505a223JAA）电容配合50 Ω集电极负载电阻（具有约650 Hz的-3 dB频率）构成。

　　由于4.7uF电容使用紧凑但有损的Z5U电介质材料，而22 uF电容使用在频率下也能确保良好滤波的高Q NPO电介质，两个电容并联连接。请注意，4.7uF电容的容差为-20%至+80%,因此其-3 dB频率不，不过通常并不需要器件具有特性。进一步滤波由从AD711运算放大器的反馈电阻分流的电容执行，电容配置为具有65 Hz的-3 dB频率。

　　由于电路有限地求平均值，低频输入下将产生一些纹波。

　　对于所示电路，1 kHz输入将产生均方值加-42 dB 2 kHz纹波；对于100 kHz输入，纹波仅为-80 dB.由于输出带宽受限，可以使用具有充足共模范围的通用低速运算放大器，从而消除电平转换需要。放大器差分增益可适当选择以提供方便的比例因子。

　　图3所示电路的满量程增益如下计算。1 V（峰值）正弦输入的平均输出电流为±2 mA,在每个50 输出负载电阻两端产生±100 mV电压或200 mV差分电压。放大器配置为2.5的差分增益（反馈电阻对源电阻），从而对1 V rms输入产生0.5 V直流输出的电路增益。

　　该电路的带宽由封装电容和电感限制。在8引脚cerdip封装中，由于封装谐振，乘法器响应通常在500 MHz开始上升，在800 MHz到达峰值，然后滚降。输入端的24.9 电阻抑制谐振，产生在800 MHz前基本平坦的响应。（表贴封装AD834的封装电感不同。）图4显示了整个频率范围内三种不同功率电平的结果，使用图5所示的测试配置。

　　忽略与高阻抗输入串联的24.9 电阻，图3所示均方电路的输入电阻为50 .由于满量程输入范围为±1 V,在正弦输入假设下，50Ω输入负载的可测量功率为10 mW（20 dBm）。

图4. 均方电路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm输入功率电平下的频率响应

图5. 测试配置

　　为获得更大的输入范围，输入端具有50Ω串联电阻的分压器将缩减AD834上的电压，同时维持适当的端接电阻。例如，如果将输入信号施加于与5Ω接地电阻串联的45 Ω电阻，则从分压器中间节点截取AD834输入将给输入信号带来20 dB的衰减，同时维持50Ω （45Ω + 5 Ω）的端接电阻。

　　低功率信号的检测受限于运算放大器的直流失调和共模抑制。例如，运算放大器内仅存在1 mV失调时，对应于50Ω两端22.4 mV rms的-20 dBm信号将产生4.5%的误差。如果AD834 X通道失调仅为2 mV,可产生10%的误差。

　　均方根-直流转换器

　　均方根（rms）电路（图6）不仅仅是在上述均方检波器电路后添加平方根电路。频率响应由前端平方器和输出滤波器决定。根据均方说明，平方器在超过500 MHz后起作用，而较低的-3 dB频率响应为340 Hz （100 Ω和4.7iF）。请注意，输入端的电阻分压器网络决定满量程输入电压为±2 V峰值。

　　平方根函数通过在AD711运算放大器的反馈环路内对AD834求平方来执行。2N3904晶体管起缓冲器的作用。用于平方根部分的AD834缓冲输出与X和Y通道输入间的电阻分压器网络（两个100 Ω）决定输出调整为±2 V满量程。

　　对两个AD834的输出求电流差。由于激光调整后AD834输出信号电流缩放具有高，可实现的输出求差和求和。AD711迫使两个AD834信号电流间的差异趋于零。零点校准中的任何误差会在两个100 Ω上拉电阻两端产生电压。

　　通过15 kΩ、85 kΩ和0.1uF网络执行额外滤波和电平转换后，残余误差由整个AD711开环增益放大。放大后的误差信号迫使反馈环路内AD834的输出匹配均方AD834的输出。当均方根电路输出等于电路输入均方函数的平方根以及均方根函数时，误差归零。

　　小信号电平下电路的受限于不可避免的失调电压。虽然均方函数的标称0 V输入（1 mV误差）产生1 uV输出误差，同样的输入误差通过平方根电路却可产生31.6 mV的输出误差。

图6. 直流至500 MHz均方根-直流转换器

　　直流耦合VCA应用

　　如果无法排除AD834的直流响应，由于高速运算放大器共模范围通常不足，必须使用某一形式的无源或有源电平转换。以下应用显示了在宽带电压控制放大器方案中使用有源或无源电平转换电路的情形。

　　使用无源电平转换的直流至60 MHz电压控制放大器图7显示了使用无源网络作为电平转换器的电路示意图。

　　此处选择的运算放大器为AD5539.

图7. 使用无源电平转换的直流至60 MHz电压控制放大器

　　AD5539使用与AD834相同的工艺构建，在高闭环增益下提供2 GHz的增益带宽积。与大多数运算放大器不同，AD5539拥有接地引脚和全NPN输出级，以"A类"方式工作以实现器件的高速度（参见图8）。更细致的考察显示，输出节点与输入间以及这些电压与地之间存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常规属性在使用时需要特别小心。

图8. ADS539运算放大器原理示意图

　　首先考虑A类输出级的后果。大多数运算放大器中，负载上的输出既可"上拉"也可"下拉",但NPN发射极-跟随器输出级只能上拉。AD5539具有2 k的内部下拉电阻（R11），仅可供应2或3毫安的电流。通用高速乘法器摆幅至少必须能够达到±1 V,同时驱动50 的负载电阻。在此输出电平下，负载电流为±20 mA,因此必须通过外部下拉电阻供应。事实上，下拉电流必须远大于该值，且需要仔细考虑。

　　图9显示了计算方法。425 mV电压源为"IBRC",即AD834的稳定电流8.5 mA乘以负载电阻RC,此处设置为50Ω.当满量程输出电流为+4 mA时，图9（a）中的200 mV电源为"IWRC"发生器。由此计算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

　　接下来计算W2处的电压。由于理想运算放大器的输入电流为零，W2上无负载，电压为V2乘以125/（125 + 50）的衰减比，即4.125 V.由于理想运算放大器的输入电压为零，W1处于相同电压下，因此现在可以计算出上部50 电阻中的电流为（5.375-4.125）/50 mA,即25 mA.同样，运算放大器输入端基本上无电流，因此25 mA全部流入125 的反馈电阻，从而在两端产生3.125 V的压降。，用W1处的电压（4.125 V）减去此压降，计算出输出为+1 V.

　　注意此时的结果有些出乎意料：尽管20 mA的电流流入负载，25 mA的较大电流却流入反馈电阻！这一异常事件状态是由于将比例因子减小至预期值所需的反馈电阻具有极低值，并且AD834输出端所需的相对较大电压确保了输出W1和W2的正确偏置。因此，即使负载仅需20 mA的源电流，仍需要在下拉电阻RP内提供至少5 mA,以偏置AD5539内的输出发射极-跟随器。当AD834的输出电流反向时情况变得更严重，因为现在需要在50负载中提供20 mA吸电流，而且反馈电阻两端的电压更高了。

　　这一情况如图9（b）所示。计算过程与前述相同，我们发现，反馈电阻内的电流现为39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的负载电流，并在反馈路径内另外提供大约40 mA,同时两端电压为5 V.这要求RP = 83 Ω。实际上，该值应略低一些，以防止压摆率限制下降时间。另外，反馈电阻将从125Ω升至133Ω,以在上述大负载条件下补偿AD5539的有限增益。如果求50Ω 负载、70Ω下拉电阻和约150Ω有效反馈电阻的并联和，放大器上的实际负载仅为24 !

　　AD5539在大于5的未补偿增益下性能稳定，此电路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10 Ω网络通过放弃足够的开环增益执行补偿，以便在驱动50Ω负载时实现稳定的性能。对于更高的阻抗负载，可能需要减少10Ω补偿电阻。

图9. 用于计算下拉电阻值的等效电路

　　节点W1和W2之间是电平转换网络，平均电压约为+4 V,连接至接近地电压的AD5539输入端。采用所示值，运算放大器输入设置为稍低于地电压（约-460 mV）。该网络将低频开环增益减半，当AD5539输入端存在失调电压时这对直流有一些影响。如果输出失调较为重要，应插入与3.74 k电阻串联的500 电位器，并且将滚动条设置为-6 V.

　　接着将X和Y输入设置为零，调节零输出。

　　另外请注意，AD834上的"内部"引脚X1和Y2应接地，以便将高频馈通降至；通过切换W1和W2校正X输入端的终反相。

　　图10显示当输入脉冲施加于X输入以及Y输入设置为+1 V时的脉冲响应，指示6 ms的上升时间。

图10. 直流至60 MHz电压控制放大器的脉冲响应

　　图11显示的是针对+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y输入从HP8753B网络分析仪上截取的一组频率响应。0 V情况下，调节Y输入以将输入失调归零。请注意，高频馈通小于满量程的-65 dB （f < 3 MHz）。

图11. 直流至60 MHz电压控制放大器的频率响应

　　使用有源电平转换的直流至480 MHz电压控制放大器。

　　图12（a）显示了使用PNP晶体管作为共基级或共源共栅电路的有源电平转换器。此处，通过三个理想电流源模拟AD834,两个用于8.5 mA偏置电流，一个用于±4 mA差分信号电流。晶体管基极连接到+ 5V,无信号时，发射极电位保持5.7 V在电阻R1和R2两端产生3.3 V的电压。图12（b）显示的是一个等效电路。

图12. 使用有源电平转换器的AD834输出级

　　信号电流发生器为零时，求解流入发射极的电流，得出等效直流偏置电流为7.17 mA.在交流域内，对于信号电流发生器，R1和R2均连接到低阻抗节点。通过检查，原始信号电流已按以下比例缩放：

　　由于AD834输出具有极高输出阻抗，可忽略等效串联电阻。假定正常，R3两端流入共源共栅电路发射极的7.17mA全部流出共源共栅电路集电极。R3两端电压则为：

　　运算放大器输入低于地电压350 mV,且在宽带放大器的共模范围内。

　　只要用户不建立任何杂散极点，配置为共源共栅电路的晶体管的带宽为晶体管单位增益频率（fT）。选择R1和R2时，如果其并联和对于晶体管寄生发射极-基极电容过大，或者R3对于晶体管寄生集电极-基极电容过大，将产生降低电路频率响应的干扰极点。

图13. 使用有源电平转换的直流至480 MHz电压控制放大器

　　使用有源PNP电平转换器时的另一潜在缺点是共源共栅电路发射极的振荡。双极性结型晶体管发射极的输入阻抗在接近其增益带宽积（fT）的频率下为感性，而AD834输出为容性。由于系统具有高带宽，这些阻抗可导致振荡。

　　为防止此类振荡，图12中的发射极利用R2与AD834输出隔离。这可以防止振荡，同时提供公式4中叙述的信号衰减（增益控制）。2N3906提供无谐振或振荡时的宽带电平转换。使用其他晶体管时必须格外谨慎。

　　共源共栅电路集电极上的信号电流现在以差分电流形式馈入宽带放大器，形成图13所示的电压转换器配置。此配置类似于由运算放大器驱动的电流电压转换器，该转换器通常跟随在电流输出乘法数模转换器之后。

　　AD9617是驱动电流电压转换器的选择。AD9617是第二代跨导放大器（也称为电流反馈和TZ放大器），拥有完全互补输出级（不同于AD5539），针对400反馈电阻进行了优化。

　　AD9617输入直接连接到共源共栅电路集电极。运算放大器在输入节点间建立虚拟短路，迫使所有信号电流流入反馈路径。转换器差分跨阻为400.所需缩放可通过上述R1和R2衰减网络获得。AD9617输出端的电路满量程增益（X = Y= 1 V）如下计算：

　　即反转端接电阻后为1.04 V.实际电路显示了更接近一的满量程增益。

　　图14显示了施加于X输入的满量程阶跃响应（-1 V至+ 1 V）及设置为+1 V的Y输入，证明电路上升时间不足2 ns,并呈现出一些过冲，但未发生振铃。请注意输出在500 V/s以上摆动。

图14. 宽带VCA的阶跃响应

　　图15显示的是针对+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y输入从HP8753B网络分析仪上截取的一组频率响应。Y输入实际被调节至将输入失调归零。请注意，电路具有500 MHz的小信号带宽（输入功率电平为0 dBm）。该带宽可在反相节点利用两个1 pF电容来实现。高频馈通小于满量程的-80 dB（f < 2 MHz）。

图15. 宽带VCA的频率响应

　　AD834用作视频开关

　　将0 V和+1 V施加于用作栅极控制的X通道，并将视频信号施加于Y通道时，AD834便成为高速视频开关。图16通过以ECL开关为中心的高速电流开关电路说明这一概念。电流流经Q1或Q2,具体取决于输入电压。电流开关可确保干净快速地切换至已决定的电平（+ 1 V与地），使用户可对栅极输入执行过驱和欠驱。

图16. AD834用作高速视频开关

　　栅极电路输入从+1 V升至+2 V时，AD834接通。在1 V以下，Q1几乎吸收来自216 电阻的所有电流；2N3906晶体管关断。此状态下，从X2输入至地的100 Ω电阻准确关闭Y通道，同时Y通道馈通至在-50 dB下测量的输出。Q2基极保持在1.6 V时，晶体管发射极电位为2.35 V.在独立于栅极输入高电平的X2输入下，261 Ω电阻稳定的10.2 mA（减去基极电流）在100Ω电阻两端产生+1 V电压。

　　图17显示了1.5 ns上升时间脉冲选通200 MHz信号的示波器照片。所得包络上升时间为2.7 ns;下降时间为3.0 ns.尽管开关信号可能更慢，AD834输出级应具有大于100 MHz的带宽，以便维持3.5 ns的包络上升时间。

图17. 视频开关上升时间

　　交流输出耦合法

　　许多应用中，输出端的直流分量可以丢弃。此类情况下，宽带缓冲器可容易地交流耦合到AD834输出。以下电路显示了使用简单的变压器和巴伦作为无源、交流耦合输出电路。

　　变压器耦合输出

　　图18显示了中心抽头输出变压器的使用，该器件在输出端W1和W2提供必要的直流负载条件，并且设计成通过选择适当的匝数比匹配所需的负载阻抗。变压器设计的具体选择完全取决于应用。变压器也可在输入端使用。中心抽头变压器可减少高频失真，通过驱动平衡信号输入降低高频馈通。合适的中心抽头变压器包括Coilcra WB2010PC,制造商指定的工作频率范围为0.04 MHz至250 MHz.

图18. AD834与变压器耦合输出

　　巴伦耦合输出

　　图19显示了使用隔直电容来消除直流失调，并使用巴伦（特别有效的变压器）将差分（或平衡）信号转换为单端（或不平衡）输出的电路。巴伦由长度较短的传输线路构成，线路缠绕在环形铁氧体磁芯上，用于将"平衡"输出转换为"不平衡"输出。

图19. AD834与巴伦耦合输出

　　尽管使用的符号与变压器相同，工作模式却大相径庭。首先，负载现在应等于线路的特性阻抗，尽管线路长度较短时此条件通常并不重要。集电极负载电阻RC也可选择成反向端接线路，同样，该条件仅适用于使用长电气线路时。

　　大多数情况下，RC应为直流条件允许的值，以便将负载的功率损失降至。线路可以是小型同轴电缆或双绞线。

　　必须注意，巴伦的带宽上限仅由传输线路质量决定；因此通常超过乘法器。这不同于传统变压器，信号以通量形式在磁芯内传递，且受磁芯损耗和泄漏电感限制。带宽下限整体而言由线路串联电感决定，也受负载电阻影响（如果隔直电容C足够大）。实际上，巴伦可在远远宽于变压器的带宽上提供的差分至单端转换。

　　实现

　　构建这些电路需要良好的高频技术。电路示意图是合适的建议布局。本应用简介中描述的所有电路均需要接地层。

　　接地层应尽可能大地覆盖元件侧，但不得在IC正下方或包围任何个别引脚。插口会增加引脚电容和电感，应予避免。如果不得不使用插口，应使用单独引脚插口，例如AMP p/n 6-330808-3.它引起的杂散电抗比模制的插口组件小得多。在IC上，除主要去耦电容外，每条电源走线还应使用0.1F低电感陶瓷电容去耦。所有引线长度应尽量短。长度在一英寸以上的引线应使用带状线技术。