降压转换器生产厂家通常会给出一个典型应用电路，帮助工程师快速完成原型设计，电路中一般会给出器件型号和具体数值，但不会详细说明器件的选择。如果某些器件已经停产或要寻找更便宜的器件，设计人员很难重新选择等效的替代器件。
本文介绍了一种采用连续电流模式(CCM)、固定频率的脉宽调制(PWM)降压转换器结构。所讨论的原理同样适用于其它转换器结构，但不能直接套用本文的公式。为了说明降压转换器的设计，我们举例说明元件参数值的计算。有四个设计参数是必需的：输入电压范围、输出电压、输出电流和开关频率。图1列出了这些参数和所需的基本元件。
电感的选择
设计降压开关转换器时对电感值的计算要求很严格，首先假设转换器工作在CCM模式，CCM意味着关断时间内电感不会完全放电。下列公式假设使用的是理想开关(导通电阻为零，关断电阻无穷大，零开关时间)和理想二极管：
(1)
fSW为降压转换器的开关频率，LIR为电感电流比例因子，表示IOUT的百分比(例如300mAp-p的纹波电流与1A输出电流之比=0.3A/1A = 0.3LIR)。
LIR取0.3可以很好地平衡效率和负载瞬态响应，增大LIR(允许更大的电感纹波电流)会加快负载瞬态响应，减小LIR(降低电感纹波电流)会减慢负载瞬态响应。图2描述了瞬态响应与电感电流的关系(给定负载电流，LIR的取值范围是0.2~0.5)。
电感的峰值电流决定了电感的饱和电流，同时也决定了电感的尺寸。当元器件的温度升高时，电感线圈的饱和会降低转换器的效率。可以通过下式计算电感的峰值电流：
, 其中
按照图1所列出的参数，可以计算出电感值为2.91uH(LIR = 0.3)。选择一个接近计算值的标准电感，如2.8μH，并确定其饱和电流大于所计算的峰值电流(IPEAK = 8.09A)，选择足够大的饱和电流(10A)有助于补偿电路的离散性和元器件数值的差异。可以接受的裕量是高于计算值的20%，这时电感的直流电阻(DCR)是5~8mΩ。为了减小功耗，要选择尽可能小的DCR。选择不同供应商的电感，要看其DCR而不是典型值，值能够保证在坏工作条件下的器件特性。
图1：连续电流模式、固定频率的脉宽调制降压转换器所需的基本元件和参数
图2：瞬态响应与电感电流的关系
输出电容的选择
降压转换器的输出电容是为了降低电压过冲和输出纹波，输出电容的容量不足会产生较大的电压过冲，较大的电压纹波是因为输出电容容量不足或较高的等效串联电阻(ESR)。电路设计中都会给出电压过冲和纹波指标，为了达到要求，一定要选择足够大的电容容量和较低的ESR。稳压输出端的负载从满负荷突降为零时，要求有足够大的输出电容，以防止储能电感对输出电压产生影响，使其高于稳压值。输出电压过冲可由下式计算：
(2)
重新整理上式，可得：
(3)
Co是输出电容，ΔV是输出电压过冲。
设置输出电压过冲为100mV，由上式计算输出电容为442uF，加上20%的典型容差，实际输出电容为530uF，接近的标准电容为560uF。单独考虑电容引起的输出纹波时，纹波输出电压为：
输出电容的ESR决定了输出电压的纹波，可由下式计算：
注意，如果输出电容的ESR很低可能会引起转换器工作不稳定。不同器件的工作稳定性不完全相同，所以选择输出电容时一定要仔细阅读其规格书，并注意其稳定性。
输出电容及其ESR引起的输出电压纹波为：
(4)
重新整理上式，可以得到：
(5)
比较好的降压转换器的输出电压纹波通常小于2%。对于560uF的输出电容，公式5计算得出ESR为18.8mΩ。因此选择ESR低于18.8mΩ，容值大于560uF的电容。为了获得较小的ESR，可以并联多个电容。图3给出了输出电压纹波和输出电容及ESR的关系。这里采用了钽电容，较低的ESR有助于控制输出纹波。
图3：输出电压纹波和输出电容及ESR的关系
输入电容的选择
输入电容的纹波电流决定了容值和尺寸，下式用于计算输入电容所能控制的纹波电流：
图4所示是电容纹波电流和降压转换器输出/输入电压比的关系曲线。差工作条件是输入电压等于两倍的输出电压(VOUT/VIN=0.5)，产生IOUT (MAX) /2的纹波电流。
图4：电容纹波电流和降压转换器输出/输入电压比的关系曲线
降压转换器的输入电容与其输入阻抗有关，对于普通电路，每安培输出电流要求10uF到22uF的输入电容就足够了。从图1给定的参数，可以得到输入纹波电流为3.16A，可选择40uF的输入电容并根据测试结果进行调整。
不要选择钽电容作为输入电容，这种电容在失效时通常会造成“短路”。陶瓷电容和铝电解电容是，它们没有这一失效模式。当PCB面积和器件高度受，陶瓷电容是很好的选择，但是陶瓷电容可能会引起音频噪声。陶瓷电容中的铁电(ferroelectric)电介质与压电现象相互作用，导致纹波电压引起PCB机械振动。聚合物电容没有这个问题，虽然它也会失效，但比钽电容好得多，所以比较适合用作输入电容。
二极管的选择
功耗是选择二极管的主要因素，差工作条件下的平均功率由下式计算：
(6)
VD是给定输出电流IOUT(MAX) 时二极管两端的压降(硅二极管的典型值为0.7V，肖特基二极管为0.3V)。要保证所选的二极管能够耗散这些功率，为了保证电路可靠工作，还要保证反向击穿电压高于输入电压(VRRM≥ VIN(MAX))，二极管的正向导通电流一定要满足或超过输出电流(IF(AV)≥ IOUT(MAX))。
MOSFET的选择
选择MOSFET有一定的困难，所以很多工程师选择内置MOSFET的调节器。但是，在同等封装的DC-DC控制器内集成大功率MOSFET，成本很难控制。所以内置MOSFET的转换器输出电流一般不超过3A到6A，要求更大电流时需外置MOSFET。选择适当的外置MOSFET前，必须了解其结温(Tj(max))和环境温度(TA(max) )，Tj(max)不应该超过115℃到120℃，TA(max)不应该超过60℃。下式可以计算MOSFET所允许的温升：
(7)
把Tj(max)和TA(max)代入公式7，可以得到MOSFET的温升是55℃。通过温升可以算出MOSFET的耗散功率：
(8)
MOSFET的封装和PCB的覆铜面积会影响到MOSFET结到周围环境的热阻系数(θjA)。如果规格书中没有给出特定的θjA，对于标准的SO-8封装(没有裸露焊盘)，一盎司的覆铜，安装面积一平方英寸，可近似取值为62℃/W。θjA和覆铜面积之间不存在固定的线性关系，如果覆铜面积小于一平方英寸，θjA会快速减少。公式8中使用θjA= 62℃/W得到允许功耗为0.89W。
MOSFET功耗由导通电阻和开关损耗引起，导通电阻损耗由下式计算：
(9)
因为很多规格书中给出的RDS(ON)是在25℃下的指标，可能需要估计温度在Tj(hot) 时的RDS(ON)，凭经验，任何温度下可以用0.5%/℃作为计算RDS(ON)的系数，因此：
(10)
假设导通电阻的损耗占MOSFET整个损耗的60%，可以由公式10得到公式11，25℃时的允许导通电阻：
(11)
开关损耗只占MOSFET功耗的一小部分，但仍需考虑。利用下式可以粗略估计该值，比较好的实验测试是在热电偶上方安装N1。
(12)
CRSS是N1的反向传输电容，IGATE是控制器的峰值栅极驱动电流，N1是高边(high side)MOSFET。
假设栅极驱动电流为1.0A，反向传输电容为300pF，公式11产生的RDS(ON)25oC约为26.2mΩ，重新计算导通电阻损耗和开关损耗得到功耗为0.676W。由此得到MOSFET的温升为101℃，在可接受的温度范围内。
降压转换器的效率
降低功耗可以延长电池寿命、减小热耗。下式可用于计算每一部分的功率损耗：
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