摘要：系统分析了自调谐的必要性和各种具有频段选择功能的LC VC0(
电感电容压控
振荡器)的特点，设计了一种可以应用于自调谐的LC VCO结构。该压控振荡器用5层金属0.25μm的标准CMOS工艺制造完成，测试结果表明，该压控振荡器在
电源电压为2.7V时的功耗约为14mW，它具有约180MHz的调谐范围，在振荡中心频率为1.52GHz时的单边带相位噪声为-110dBc／Hz@1MHz。
关键词：电感电容压控振荡器；自调谐；变容管
中图分类号：TN431 文献标识码：A 文章编号：1003-353X（2005）10-0054-04
1 引言
VCO的自调谐技术是一种刚兴起的技术，它能克服温度和工艺的误差，在较低增益下获得较大的调谐范围，因而成为集成PLL必不可少的一部分。自调谐可以通过变容管或MIM电容或两者结合实现，也可以通过调节电感实现[1]，因电感不好控制，较少应用。一般来说，自调谐通过一组
开关来切换频段，开关的开通电阻影响压控振荡器(VCO)的Q值，断开时的寄生电容影响振荡的产生和振荡频率，因而选择合适的自调谐结构形式，减小开关对相位噪声的影响是非常重要的。
本文分析了现代通信系统对VCO中变容管的要求以及自调谐的必要性，研究了常见的几种频段选择技术，设计了一种的无需开关频段选择全集成LC VCO结构，详细地仿真了它的性能，并给出了测试结果及分析。
2 自调谐的必要性
以频率在890～960MHz的GSM900链路为例。一般来说。
该电路的振荡频率近似
可得
需要的调谐范围
而文献[2]提到用于无线通信中的变容管应该满足
要实现较大的调谐范围，采用传统的调谐技术是难以实现的，必须引入自调谐技术。通过三组电容将上面提到的GSM900频率范围分为三段，为了安全起见，相互重叠部分为50％。由表1可知，采用白调谐方法，对变容管的要求降低了，容易实现；若将频率范围分成更多的段，对变容管的变容比要求将进一步降低。可见，采用多组变容管，减小了VCO增益，也就提高了VCO的相位噪声。
自调谐的功能是通过把VCO较宽的调谐范围分成一系列增益较小、两两之间有交叠的曲线实现的。VCO的工作曲线通过算法切换，从而使VCO工作在较大的频率范围。
给出了调谐频率与调谐电压的关系，虚线表示传统的调谐曲线；N=0到m的一组实线表示自调谐曲线，从任何一条曲线过渡到另外一条曲线由算法自动实现。自调谐的实质是体现分段调谐的思想，在较小的增益下实现较大的调谐范围，因而能实现较小的相位噪声，但这也是以增加电路的复杂性为代价的。
3 常用频段选择技术
用于自调谐电路的电容有MIM电容和MOSCAP变容管两种，
二极管类型的变容管不适合自调谐电路。自调谐电路所采用的频段选择技术可分为两大类型：种需要开关；第二种无须开关，对采用背靠背连接的MOSCAP变容管施加高低电平可实现不同的电容。为简便起见，每种调谐方案只画出自调谐部分一个支路，忽略VC0电路的其他部分。
种类型有五种常见类型。
(a)当此电路[3]接入VCO时，由于NMOS开关的开通电阻的影响，必然导致电容的品质因数Q下降，从而影响整个电路的性能。开关的关断寄生电容同样也会影响系统的性能。
(b)相对上一种结构，此结构[4]开关开通电阻更大，进一步降低电容的品质因数，关断寄生电容相对较小，有助于改善系统的性能。
(c)这是一种较常用的结构[5]，两个开关用同一个电压控制，变容管也可用MIM电容代替，实现自调谐时，开关也会影响VCO的性能。
(d)此电路[6]在版图设计中不易实现版图对称，开关也会影响电路的性能，但与电容并联的开关对电路的影响相对较小。
(e)这种结构[7]能消除开关断开时寄生电容对电路的影响，但电路设计相对复杂，需要大电阻，不于集成。第二种类型有三种常见结构。
(a)这种结构广泛应用于普通VCO中，它利用变容管的频率随电压变化的特性工作，也能应用于自调谐电路，此时控制电压只有高低电平，只适合MOSCAP变容管。它不存在电容节点悬空的问题，但VCO电路C-V曲线线性度不好[8]，影响相位噪声性能。
(b)这种结构提高了C-V曲线的线性度[8]，因而提高了VCO的相位噪声性能，但这是以牺牲调谐范围为代价的。
(c)这种结构[2]改善C-V的非线性特性，提高了VCO的相位噪声性能，获得较大的调谐范围，但是设计比较繁琐。
在实现自调谐电路时，选择合适的结构形式，需要在各种结构中权衡，若采用种类型的自调谐电路，电容一般采用MIM电容，需要开关控制，可以避免变容管的弱点，但是存在开通电阻和关断电容问题，调谐范围较小；若采用第二种调谐方式，MOSCAP电容的C-V曲线线性度较差，Q值在调谐范围内有一定的波动，存在AM-FM转变的问题[8]，调谐范围比较大。
4 VCO设计
基于前面的讨论，本节提出的压控振荡器，不同之处在于此自调谐电路的三组电容采用权值不同的电容，因而能获得更大的电容调节范围。所有MOSCAP电容满足
为了简单和方便测试，b0，b1和b2都取低电平。
自调谐技术解决了电容的选择和设计问题，实际上振荡器在片螺旋电感的选择也是个关键问题。本设计直接应用了TSMC的平面螺旋电感模型，一般来说，电感值越大，相位噪声越好，本例采用了两个电感串连来增加电感值。电感的寄生参数包括电感金属线的串连电阻，寄生电容等也必须考虑，它们是引起频偏的重要因素。
整个VCO结构不包括buffer电路)，其振荡的电路是电感和电容的并联谐振结构，为电感L提供负阻的管子由两对交叉耦合的管子组成，这种结构能提供较大的差模摆幅和启动增益，同时具有更小的flicker噪声，并联于偏置PMOS管的电容的能够滤掉高频噪声，以实现较小的相位噪声。
5 模拟和测试结果及分析
在cadence环境下用spectre RF进行分析，考虑IO pad引线电感影响、电源和地的引线电感的影响以及对地电容影响，VCO输出buffer采用共源放大电路，理想电流源采用恒跨导电流源替代，用spectre RF进行PSS和PNOISE分析。振荡频率fmax=1.69GHz；振荡频率fmin=1.51766GHz，调谐范围为180MHz，中心频率fmin=1.6GHz。测试后的频率调谐范围是1.42～1.59GHz，与仿真结果相比，中心频率相差约90MHz，这主要是寄生电容和片上电感及片上电容的值波动引起的。
当控制电压在0～2V扫描时，压控振荡器的控制电压和输出频率之间的关系表明，输出频率和控制电压有近似的线性关系(表2)。图7为流片版图，它是一个完整的频率综合器，VCO仅仅是它的一个部分，有单独的测试点对其进行测试。图8为电源电压2.7V，控制电压为1.35V时VCO输出功率谱波形，理论分析为-10dBm，实测结果小于-20dBm，主要原因是VCO电路的设计没有做50Ω的输出驱动，测试没有做阻抗的匹配，导致信号有较大的衰减。从图9的相位噪声输出图形可知，相位噪声性能低频部分较好，因为相位噪声曲线比较平坦，高频端的噪声性能偏差。对于相位噪声而言，测试结果和仿真结果非常接近，比如1.52GHz@1MHz相位噪声的模拟结果为-112dBc／Hz，而测试结果约为-110dBc／Hz，这说明TSMC提供的模型参数对寄生参数的考虑比较完善，cadence的Spectre RF仿真工具比较高。功耗模拟结果约为10mW，而实测结果约为14mW。
6 总结
本文系统分析了自调谐电路各种结构的优缺点，对设计自调谐VCO有一定的指导和参考作用。设计一种基于以上分析的VCO自调谐结构，设计结果和测试比较吻合，可以应用到锁相环或频率综合器中。进一步的工作是改变控制位b0，b1和b2的电平以获得更大的调谐范围，采用新的buffer电路，优化交叉耦合管的尺寸以提高相位噪声特性。所有这些工作有助于进一步研究多标准、高集成、低功耗的PLL。
