----这种排列方案已经在时分双工(TDD)数字移动电话和使用两个SOT23封装的PIN二极管和一个微带或者其它方式构成的1/4波传输线构成的PMR(SMR)上获得应用。这种装置可以有效地工作,但要占用相当大的板面积。在移动终端应该缩小体积和减轻重量的持续压力下,双频设计的引入,需要使用体积更小的方案。这个问题可以通过把串联和并联二极管封装在一个很小的SOT363中部分地解决,就象HSMP-389V那样。用所示的集总单元等效电路也可以有效地减小1/4波 传输线占用的空间,因为它可以用小体积的表面贴装器件构成。
----为了获得良好的高频特性,并联二极管的寄生串联电感尽可能小是很重要的:它可以确保接收通道上的良好隔离。HSMP-389V有两个特殊的内部结构特性 保证了这一点:并联二极管有两个并行的地线连接引脚,并且有一个“直通”通道连接到晶体顶端。低电容PIN二极管晶片的使用保证了“直通”通道的低损耗,还可以为发送通道的串联开关提供良好的隔离。HSMP-389V的等效电路如 所示。通过在5kΩ(无偏置时)和2到1Ω(5-10mA偏置时)范围内调整两个电阻 可以用它来进行线性模拟。参看数据手册中的“RF阻抗与前向偏置电流”图可以了解其它的偏置情况。
----1/4波移相器的器件值可以用下面的等式计算:C5=C6=1/(2πfZ0)和L3=Z0/((2πf)。但是在高频情况下,相位长度要做得小于90°,以使板上有一定的通道长度和补偿HSMP-389V的一些封装的寄生电感。如在900MHz频率下相位角应该是75度。 这些设计的初始元件值可以通过Windows下运行的“Touchstone”简单线性模拟来确定。900MHz模拟中的网络表请参见附录1。这些模拟得到的器件值可能要作一些调整以适合标准的器件值,并容忍演示板的小量寄生电容。一般说来,电感L3和电容C5和C6接近的标准值大约要比模拟数据值小0.4pF。
----三个典型频率下使用的器件参数如表1所示。使用的电容从ROHM MCH18范围内选择,电感根据不同标称数值可以选用TOKO类型的LL1608或者LL2012。设计印刷板时要考虑到采用的接头是边缘连接的SMA接头,如Johnson Componets公司的142-0701-881类型的接头。这些接头可以插进0.8mm(0.031-inch)厚印刷板的边缘,而无需使用其它方法来把PCB板固定到测试用的机座上。
----给定的开关控制电压将通过演示板上R1为二极管提供偏置电流:阻值为390Ω时, 3V电压将提供大约5mA的偏置电流。通过提高供电电压或者减小R1的电阻值 可以把电流提高到接近10mA,这可以稍微改善发送通道的损耗特性。L1和C1将使偏置输入与射频通道隔离。在稍低频率情况下,适当选择L1参数将有助于改善发送端口的匹配特性。
----在演示板上,C2提供隔直流功能,可以调整它的参数值以获得发送端口的匹配,C3的功能类似,只是它为接收端口提供匹配功能。C7为天线端口提供隔直流功能。该电路在实际应用时,可以用这些器件为或前或后的其它电路,如低噪声放大器提供匹配。
----三种典型频率下从演示板上测得的损耗和隔离结果如表2所示。另外,在所有三种情况下,有源端口的输入/输出匹配都优于-20dB。
双频终端设计中的建议安排 (DIPEXER - 双工复用器
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