在电子电路设计中，高效的降压 - 升压控制器起着至关重要的作用。本文将详细介绍一款具有诸多特性的 4 开关同步降压 - 升压控制器，深入探讨其各项参数、引脚功能、工作过程以及元件选型等方面的内容。
控制器基本参数 该控制器具有广泛的输入电压范围，为 2.7 - 36V，输出范围则在 2 - 36V。它采用 32pin 的 QFN 4 * 4 封装，底部有大 GND 焊盘，这种 QFN（Quad Flat No - lead）4x4 方形扁平无引脚封装尺寸仅为 4mm × 4mm，具有良好的散热性能和空间利用率。其内置 10V，2A 的栅极驱动器，可驱动外置 MOS 管，频率范围在 200kHz - 600kHz。同时，它支持输入限流、输出限流和过温保护，能有效确保在各种异常情况下的安全运行。手册还规定输出输入电容要 30μF，电感在 2.8 - 6.8μH，工作结区温度在 - 40 ~ 125℃。
引脚功能详解 /CE 引脚：芯片使能引脚，低电平有效，内部下拉，默认处于有效状态。 PWM 引脚：输入 20k - 100k 的方波以调整占空比，通过反馈电阻的预设值，实际输出电压 = 预设值 ×（1/6 + 5/6×D），D 为输入信号的占空比。当占空比为 0 时，输出电压只有预设值的 1/6；占空比为 100% 时，输出即为预设值。若 PWM 引脚悬空，由于其内部下拉电路，VOUT 电压变为编程电压的 1/6；若不需要实时输出电压控制，可将 PWM 引脚连接到 VCC 引脚。 PG 引脚：当 VOUT 在 90% 至 110% × VOUT 目标值范围内时，为开漏输出、高电平，可作为输出电压状态的指示灯。若 VOUT 超出正常电压范围，PG out 变为 “L”，若无需此功能可使其浮空。 IPWM 和 ITUNE 引脚：IPWM 引脚与 ITUNE 引脚一起用于调整 ILIM1 或 ILIM2 的电流限值。ITUNE 引脚用于在 ILIM1 和 ILIM2 之间选择控制对象，IPWM 信号用于调整限值，其接受 20kHz 至 100kHz 的 PWM 波形，电流限制值与其占空比成正比，即 ILIMx = ILIMx_SET×D（x = 1 表示输入，x = 2 表示输出）。若不需要 IPWM 功能，可使 ITUNE 引脚和 IPWM 引脚悬空，并将 ILIMx 电阻从 ILIMx 引脚连接到 AGND。 DT 引脚：用于死区时间设置，MOS 管导通需要时间，不同的连接方式对应不同的死区时间，如对地短路为 20ns；68kΩ 为 40ns；270kΩ 为 60ns；开路为 80ns。死区时间设置允许电阻采用 ±10% 的精度，且 DT 不支持实时更改，新的电阻值更改将在下次开启时应用。
FREQ 引脚：用于频率选择，对地短路为 200kHz；68kΩ 为 400kHz；开路为 600kHz。一般来说，频率越高，电感电容值可以选得小一些，但频率过高也可能带来其他问题，如对电感的影响等，需要在设计中综合考虑。 ILIM1 引脚：通过电阻来设置输入限流，VREF 为内部参考电压 1.21V；RLIM1 为 ILIMT1 到地或到 ITUNE 的电阻；RSNS1 为电流检测电阻，推荐 5mΩ - 20mΩ，典型值为 10mΩ；RSS1 为连接到 SNS1P、SNS1N 的电阻，两个电阻必须相等，推荐值为 1kΩ。 AGND 引脚：模拟地，在画 PCB 时需要注意，可使用磁珠或者 μH 电感，利用感抗 2πfL 保证低频信号能够通过。 COMP 引脚：用于控制回路的补偿，反馈环路可通过调整该引脚的外部元件进行补偿。通常使用特定的值，若需要更快的环路响应，可将电阻增加到 10kΩ 或 20kΩ，但更改补偿后需检查并确保环路在应用工作条件下稳定。 FB 引脚：反馈引脚，参考点电压是 1.22V。
SNS2N 和 SNS2P 引脚：组成电流检测电路。 BT2 引脚：power 引脚，在 BT2 引脚和 SW2 引脚之间连接一个电容，可自举一个电压，为高端 MOSFET 栅极驱动器 2 提供偏置电压。 HD2、LD2、LD1、HD1 引脚：分别为高侧和低侧 MOS 管的栅极驱动输出。 VCC 引脚：内部稳压器的输出，为内部栅极驱动器的偏置电压提供 10V 电压，需将 1μF 陶瓷电容从 VCC 连接到 PGND 引脚。 PGND 引脚：电源地。 SW 引脚：其具体作用在文中存在疑问，可能是为了在其他电路中应用而进行的冗余设计。 Thermal Pad 引脚：散热焊盘，连接到 GND 即可。
工作过程分析 反馈点电压为 1.22V，通过在输出和 GND 之间接两个电阻分压来实现。PG 引脚作为输出电压状态的指示灯，当 VOUT 电压保持在编程电压的 90% - 110% 之间时，PG 引脚变为高阻抗，由于输出上拉电阻，PG out 变为 “H”，表示输出电压良好；若 VOUT 超出正常电压范围，PG out 变为 “L”。 在电流检测方面，取样电阻 RSNS 1 应置于 MOSFET 和输入电容之间，RSNS2 可置于 MOSFET 和输出电容之间或输出电容之后。RSS1 和 RSS1 ' 应具有相同的值，RSS2 和 RSS2’也相同，通常使用 1kΩ 电阻。若 RSNSx 发生变化，RSSX/RSSX’的值需要根据 RSSx RSNSx = 10mΩ 1kΩ 进行相应调整。 自举电路原理 自举电路的原理基于电容上的电压不能突变，但能对电容一端的电位进行改变，从而使另一端电位也发生变化。其工作过程分为充电阶段和升压阶段： 充电阶段（下管导通时）：当低边开关管（下管）导通时，SW 节点电压被拉低至 GND 附近，电源 VCC 通过二极管向 Cboot 充电，电容两端电压接近 VCC（减去二极管压降），储存能量。 升压阶段（下管关断时）：下管关断后，SW 节点电压迅速升至输入电压 VIN（上管导通时），由于电容两端电压不能突变，Boot 引脚电压被抬升至 VIN + VCC - Vf（Vf 为二极管压降），从而为上管驱动电路提供高于 VIN 的驱动电压，确保高边 NMOS 可靠导通。 电容耐压选择一般根据 SPEC 上给出的 BOOT to SW 的值来确定，通常选择 10V/16V 耐压值的电容即可。加入 BOOT 电阻后，与 BOOT 电容构成 RC 充电电路，电阻的大小决定了高边 MOSFET 的开关速度。BOOT 电阻越大，高边 MOSFET 开得越慢，SW 上的尖峰越小，EMI 特性越好；BOOT 电阻越小，MOSFET 开得快，SW 上的尖峰越大，有时会在 SW 上预留 RC 对地吸收电路。 元件选型要点 电容选择：高容量电解电容和钽电容可用于稳定的输入和输出，但电容额定电压应高于工作电压。当使用钽电容时，至少要并联 1μF 陶瓷电容；如果使用电解电容，则需要更多的陶瓷电容。例如，使用 47μF 电解电容时，陶瓷电容器的电容量允许降低到 30?F - 40?F；使用更高容量的电解电容器时，至少需要 20?F 的陶瓷电容器。输入电容要有一定的耐压裕度，可选择 X5R/X7R 的陶瓷电容。 电感选择：高电感（4.7?H - 6.8?H）适用于输入输出电压差较大的系统，如 5V Vin 和 20V Vdd 或开关频率较低的情况；低电感（2.2?H）适用于输入输出电压差较小但要求大电流的系统，通常推荐使用 3.3?H 电感。电感的直流电阻值（DCR）影响开关稳压器的导通损耗，建议 10mΩ DCR 左右的电感。如果功率比较小，可以选择高 DCR 的电感；但如果开关电流比较大，如 10A 左右，应尽量选择 DCR 的电感，因为 10mΩ DCR 也会造成 1W 的功率损耗。 电流检测电阻选择：电流检测电阻 RSNS 1 和 RSNS 2 推荐使用 5mΩ - 20mΩ 电阻值。电阻值越高，电流限制精度越高，但在大电流应用中，电阻值越高，导通损耗也越高，通常建议使用 10mΩ。还应考虑电阻器额定功率和温度系数，功耗大致计算为 P = I?R（I 是流过电阻的电流），电阻的额定功率应高于粗略计算的功耗，若对限流精度要求较高，应尽量选用温度系数较低的电阻。 MOSFET 选择 VDS 额定电压：应高于工作电压并有足够的裕量，建议高出 10V 以上。例如，工作电压为 20V 时，至少应选择额定电压为 30V 的 VDS MOSFET；工作电压为 24V 时，应选择额定电压为 40V 的 VDS MOSFET。 VGS 额定电压：如果输入和输出电压高于 10V，驱动电路电压可以达到 10V，MOSFET 的 VGS 额定电压应选择高于 ±10V。考虑到工作时的 PCB 寄生参数，由于瞬态过冲，驱动器电压可能高于 VCC，建议使用 ±20V VGS 以确保足够的裕度。 电流 ID：应高于输入和输出电流，并有足够的裕量。同时，要考虑 TA = 70℃ 或 TC = 100℃ 时的电流值，因为高温会显著降低器件的电流承载能力，手册中通常提供不同温度下的电流降额曲线。 PD（功率损耗）：PD 是器件允许的功率损耗，通常与封装热阻（如 ΘJA 或 ΘJC）和温度条件相关。MOSFET 的总功耗包括传导损耗（与 RDS (on) 相关）和开关损耗（与频率相关），需确保实际功耗（P_total = I?×RDS (on) + 开关损耗）≤ PD。设计时应选择 PD 较高的器件，并通过优化散热（如加装散热片或改善 PCB 铜箔面积）提升实际 PD 值。 RDS（ON）和 CISS：MOSFET 的 RDS（ON）和输入电容 CISS 直接影响功率效率。通常，RDS（ON）越低的 MOSFET 具有越高的 CISS。RDS（ON）与传导损耗有关，较高的 RDS（ON）导致较高的传导损耗，从而降低效率和增加散热；CISS 与 MOSFET 接通 / 关断时间有关，开关时间越长，开关损耗越大，效率越低。应在 RDS（ON）和 CISS 之间进行权衡，选择合适的 MOSFET。通常情况下，如果输出功率在 20W - 30W 左右，RDS（ON）在 10mΩ 左右，建议 CISS 为 1000pF；如果输出功率增加，建议使用 RDS（ON）较低且 CISS 在 2000pF 以下的 MOSFET， CISS 建议不超过 3000pF。如果选择高 CISS MOSFET，开关时间变长，应使用 DT 引脚调整死区时间，以避免高端和低端 MOSFET 同时导通。 驱动电阻和 SWx 缓冲电路：为了方便调整 MOSFET 开关时间和 EMI 调试时的瞬态过冲，建议在驱动器引脚（LD1、LD2、HD1、HD2）和 MOSFET 栅极引脚之间添加 0603 系列电阻，并在 SW1 和 SW2 处增加 RC 缓冲器（0603）电路，驱动电阻应靠近 MOSFET 栅极引脚放置。首先，可增加 0Ω 电阻，并在 10Ω 内适当调整电阻值。增加驱动电阻值后，应监视高端和低端 MOSFET 的导通时间，若死区时间不足，应相应调整死区时间。当需要抑制 SWx 处的过冲时，需要 RC 缓冲电路，次可将 RC 缓冲电路保留为 NC。 同步与非同步架构 同步架构与非同步架构的区别在于续流元件，非同步使用二极管作为续流二极管，同步架构使用 MOS 管。同步架构效率高，因为 MOS 管的 Rds (on) 小，在通过大电流时，导通压降小，损耗小；但同步架构的成本更高，因为 MOS 管比二极管贵，且还需要外加控制电路。同时，同步架构的可靠性需要特别关注，由于 MOS 管有开通时间和关断时间，如果上下两个 MOS 管的死区时间没有控制好，使上管关断时间和下管开通时间有重叠，造成直通现象，MOS 管可能因电流过大而损坏。所以在 MOS 管的内部框图中，上管和下管之间会有一个二极管，用于防止直通短路，但这可能会在一定程度上降低效率。 打板测试技巧 在打板测试时，可在栅极电阻上并联反向的 1N4148W 二极管，以加速 MOS 的关断过程。在关断阶段，驱动电路需快速拉低栅极电压，1N4148 二极管反向并联在栅极电阻两端，为 Cgs 的放电提供低阻抗路径。其正向压降（约 0.7V）允许更大电流流过，显著缩短关断延迟时间，降低开关损耗。例如，当驱动电压拉低时，二极管导通，绕过高阻值栅极电阻直接放电，加快关断速度。 综上所述，这款高效同步降压 - 升压控制器在设计和应用过程中，需要综合考虑各个方面的因素，包括引脚功能的合理使用、元件的正确选型以及测试技巧的运用等，以确保电路的高效、稳定运行。
