在当今电子技术飞速发展的时代，氮化镓场效应晶体管（GaN FET）凭借其卓越的性能，在电源转换领域展现出巨大的潜力。本文将深入探讨应用 GaN FET 时，对栅极电压进行精准控制和对栅极参数进行高精度测量的必要性。
　　氮化镓场效应晶体管（GaN FET）相较于传统的硅 FET，具有开关速度更快、封装更小、功率损耗更低等显著优势。这些特性使得电源转换器能够在更高频率下运行，从而既能减小整体解决方案尺寸，又能保持高效率。然而，虽然 DC/DC 转换器的基本设计保持不变，但 GaN 的引入带来了额外的设计和测试挑战。其中一个较为关键的挑战是对栅极电压和时序进行精准控制。由于开关时间可能超过了传统控制器和测试设备的处理能力，这种控制可能颇具难度。幸运的是，GaN 专用的控制器和测量技术能够解决这些问题，并确保电源设计稳健可靠，同时不会增加额外的复杂性。
　　图 1 展示了一个基于 LTC7891 同步控制器的 12 V 降压型转换器，用于驱动 100 V GaN FET。当以 500 kHz 频率运行时，在 20 A 负载和 48 V 输入下，它可实现 97% 的效率。这比目前的 100 V 硅 FET 效率高出约 2%，功率损耗减少 40%。若要让硅方案实现这种性能，必须将开关频率降低一半以上，并且需要使用更大的电感，这会导致整体解决方案尺寸加大。ADI 公司针对 GaN 优化的控制器产品系列还包括 LTC7890（100 V 双通道降压型控制器），以及 LTC7893 和 LTC7892（分别为 100 V 升压型和双通道升压型控制器）。这些新型控制器专门设计用于满足 GaN 的栅极驱动和开关要求，无需额外的元件。
　　　在栅极电压方面，硅 FET 的栅源电压通常在 4.5 V 至 10 V 之间，额定值为 ±20 V。相比之下，100 V GaN FET 的栅源电压可能规定为 5 V，且为了确保器件的长期可靠性，其电压范围被限制在 + 6 V 至 -4 V 之间。为了满足这些 GaN 指标，栅极电源必须保持高度稳定，并且有极小的高频过冲或下冲。虽然精密 5 V 电源对低边 FET 而言已足够，但要限制高边 FET 的栅源电压，必须使用额外的电路或 GaN 专用控制器。
　　在栅极驱动器电源方面，图 2 展示了通过 Bootstrap 电容和二极管（CBOOT 和 DBOOT）实现的传统高边栅极驱动电源。当高边（TOP）开关关断时，受电感电流或低边（BOT）开关导通的影响，开关节点变为低电平。当两个开关均关断时，硅 FET 的体二极管将开关节点的电压限制在地电位以下约 1 V。相比之下，GaN FET 能够反向导通，其特性类似于 2 V 至 3 V 体二极管。使用 Bootstrap 二极管时，负开关电压会加到 Bootstrap 电容的电压上，从而增加高边 FET 的栅源电压。或者，可使用智能开关来防止驱动器过充，从而无需额外的箝位二极管。此有源开关在 BOT 栅极导通后导通，产生一个不依赖于体二极管压降的稳定高边栅极驱动电压。在死区时间较长的情况下，这些控制器能够承受开关节点上的负尖峰。在建立稳定的高边驱动器电源后，下一步是准确测量高边 FET 的栅源电压。
　　　图 3 显示了基于 GaN 的降压型转换器的栅极和开关波形。在没有串联栅极开通电阻的情况下，TOP FET 的栅源电压（VTOP_GS）超过了 GaN FET 的 + 6 V 栅源电压额定值。增加一个 2.2 Ω TGUP 电阻可降低 VTOP_GS，并抑制栅极和开关节点的振铃。高阻抗示波器探头捕获了以地为基准的低边栅极（VBG）和开关节点（VSW）波形。TOP FET 的源极电压（VSW）在 VIN 和地电位之间振荡。GaN 的高斜率（超过 30 V/ns）和 300 MHz 振铃超过了通常用于进行 VTOP_GS 测量的差分探头的实际共模限值。幸运的是，可利用光隔离探头来实现这一测量。此类探头由 Tektronix 基于 IsoVu?技术率先推出，拥有惊人的高频共模抑制比（CMRR），价格自然也不菲。
　　　　图 4 展示了实际工作场景中的隔离探头。此类探头通过光缆连接到示波器，既实现了电气隔离，又有效降低了共模输入电容。探头的衰减器直接插入 MMCX 连接器。探头还可通过接头引脚和 MMCX 转方形引脚适配器连接到 PCB 测试点。为确保探头发挥性能，探头与 PCB 之间的连接应尽可能短，并采取有效屏蔽措施。板载的 MMCX 连接器可提供同轴连接，但务必从 FET 栅极和源极引出短开尔文走线。隔离探头可能是测量高边 GaN 栅极电压的方法，甚至可能是可行的方法，但我们不妨比较一下另一种常见方法的表现。

　　高边栅极信号的测量，可利用两个以地为基准的无源探头、一个数字示波器和数学运算来实现。这种 A - B 或伪差分技术尽管存在电压范围和 CMRR 有限的问题，但在评估低压 DC/DC 转换器的栅极时序时，仍然很受欢迎。进行高边栅极测量之前，先快速检查共模抑制性能。将两个探头连接到同一高 dv/dt 电压，消除时序偏差，从一个通道的信号中减去另一个通道的信号，观测剩余信号。如果 CMRR 足够，则只应看到很小的残余电压，远低于实际的栅极信号。探头负载效应是另一个关键因素。理想情况下，探测不应影响电路运行或波形。标准高阻抗无源探头的输入阻抗为 10 MΩ，且与 3.9 pF 至 10 pF 的电容并联。相比之下，隔离探头的接地电容较低（低于 2 pF）。还有一些不太常见的低阻抗（500 Ω 到 5 kΩ）无源探头，其电容很低，这在此类测量中可能会有所帮助。

　　图 5 将使用 A - B 方法捕获的 VG – VSW 波形，与之前图 3 中隔离探头设置测得的 VTOP_GS（以虚线显示）进行了比较。在此测试中，选择了低阻抗无源探头 (5 kΩ // < 2 pF)，原因是较高电容探头 (≥3.9 pF) 会导致 VSW 的峰值幅度明显下降，表明存在探头负载效应。栅极波形基本吻合，但 A - B 方法测得的残余共模信号峰峰值达 2.7 V。与 7 V 的 VG – VSW 信号峰峰值相比，该共模干扰较为显著。高阻抗无源探头显示出类似水平的残余共模噪声，但测得的 VG – VSW 峰值降低了 17% 到 30%，原因可能是负载效应、匹配和响应问题。
　　　图 6 中的 VG 和 VSW 是使用单个无源探头分两步捕获的。通过这种方法捕获 VG 波形，并将其保存在存储器中。然后移动该探头，利用它捕获 VSW。请注意，连接到 VSW 的第二个探头在两次测量期间触发示波器。利用通道数学运算功能，调取波形并进行相减运算。这种方法增加了一个步骤，但避免了探头不匹配，从而改善了共模抑制。虽然高阻抗无源探头的表现超出了预期，但低阻抗探头提供的结果更接近于可信隔离探头测得的结果，因此在这种情况下，后者是。
　　　　综上所述，在尺寸和性能方面，低压 GaN DC/DC 转换器明显优于相应的硅器件。然而，这些优势也伴随着新的挑战，包括需要对栅极电压进行精准控制和对高边栅极参数进行准确测量。只要将针对 GaN 优化的控制器与适当的测量技术正确组合，便可解决这些挑战，实现稳健高效的设计，同时无需额外增加电路。