使用一个主动PWM电路，该电路迫使绘制的线电流近乎连肌体系。尽管转换阶段可以采取不同的形式，但“增强”转换器，因为它可以降低到低输入的交流电压并产生调节的高压导轨，在该轨道上可以有效地存储乘车能量。这个“ Boost PFC”阶段初采用了线桥整流器的形式并增强拓扑，图1（左）。随着对更好效率的需求，例如在能源之星'80 Plus'方案中，电路变得不可行，在动力列车中任何进行三个整流器的损失太高，尤其是在低线。提出的解决方案是“ Totem-Pole Bridgeless PFC”（TPPFC）拓扑图1（中间），其中转换分为两个半波整流阶段。由Q1和Q2交换函数在交流输入的替代极性上形成的增强开关和同步二极管。 D1和D2在线频率下进行操作，因此动态损耗微不足道，但可以用同步整流器Q3和Q4取代，如图1（右）所述，以增加传导损失的增量。 Q3和Q4称为“慢”切换腿，Q1，Q2“快速”腿以高频切换。控制是复杂的，只有有限的专用控制器，无论是模拟还是数字数字，但是通过优化电感器和适当的热管理，可以承诺良好的结果。

　　图1。 从左到右 - 简单的提升PFC，图腾极PFC和完全同步版本。图像由Bodo的Power Systems  [PDF]提供
　　根据设备选择的不同，有任意的低压下降和传导损耗，但是TTPFC电路证明在高频和高功率下使用硅超连接MOSFET，用于快速腿。这是因为拓扑通常以高功率水平连续传导模式（CCM）进行可管理的峰值电流。但是，这导致了“硬”切换，其中Q1和Q2的身体二极管被迫进行。随后将它们向前偏向时，硅SJ-MOSFET的高回收能量在高开关频率下会导致过度损失，如果频率保持低以补偿，则电感器的大小和成本是不可接受的。
　　WBG开关有望解决方案，但是…
　　宽带隙（WBG）半导体被誉为问题的答案，而SIC的反向恢复电荷（QRR）较低，而GAN实际上没有。但是，这些设备确实有缺点，尤其是与SI-MOSFET相比的单位成本。 SIC主体二极管很快，但仍具有恢复电荷，并且还具有高的前向电压下降，约为3V。 SIC MOSFET仍然可能存在阈值不稳定性问题，这些问题需要以一定的代价在制造中筛选出来，并且登机驱动器需要大约18V，才能完全增强，通常接近评级。 GAN设备的门阈值要低得多，使其容易受到噪声的影响，并且门电压仅在7V左右。栅极驱动是关键的，没有门氧化物，随着阈值超过阈值，门流流动，必须控制。 Gan Hemt细胞也没有雪崩特性，因此过电压意味着即时故障。
　　SIC和GAN都具有令人印象深刻的开关速度，但是在实际电路中，这使得PCB布局极为关键，并且必须放慢边缘速度，以避免寄生电感的不可操纵的EMI和破坏电压过冲。因此，使用WBG设备的TPPFC应用中的开关频率通常为Sub100kHz，不仅是为了较低的动态损耗和提高效率，而且还将基本的基本范围设置为CISPR22/32的150KHz下限，执行了EMI的EMI排放限制线。由于其列出的弊端并且没有小型电感器大小的好处，而WBG设备的MHz切换带来了，因此由于缺乏包装标准化而加剧了它们的吸引力。

　　还有一种替代方法 - 像WBG解决方案一样高效，但以较低的成本和标准的硅MOSFET效率 - 多级TTPFC（图2）。

　　图2。 多级图腾孔PFC阶段。图像由Bodo的Power Systems 提供

　　在此拓扑中，两个快速FET替换为两组四个系列硅MOSFET，对于400 V DC输出总线，它们的额定值仅为150 V，允许使用具有非常低的抵抗力和二极管反向恢复电荷的多源零件，可以与WBG解决方案相当。可以使用两组两组MOSFET，但每个MOSFET都需要在300 V时进行额定额定值，因此，两个串联连接的MOSFET形成复合设备，例如Q1和Q2一起驱动和关闭。腿中的开关分为两组：Q1，Q2，Q7，Q8，Q8，Q4，Q4，Q5，Q6，每个组以反相驱动。当Q1和Q2打开时，Q7和Q8关闭，反之亦然。同样，Q5和Q6的驱动信号是Q3和Q4的驱动器信号的倒置版本。驱动器信号与MOSFET Q3和Q4（类似的Q5和Q6）的时机是驱动器信号的版本，延迟到Q1和Q2（类似的Q7和Q8）延迟了一半的切换周期。输入电流和输出总线电压的调节是通过将驱动器驱动到不同占空比循环的MOSFET组的相移调的同时实现的，例如Q1/Q2和Q3/Q4之间（图3）。

　　图3。 线路电流的形状和输出电压调节是通过对MOSFET驱动器的相移调制而实现的。图像由Bodo的Power Systems 提供
　　电感器电流图说明了多级方法的主要优势 - 与常规TPPFC相比，电感器看到的频率是两倍，是电压的两倍，或者是伏特一秒钟的四分之一，这将电感器的大小降低到四分之一左右，并带来了成本和重量收益。通常，可以使用低成本的“ SentustTM”。较低的伏特产品产品还减少了差异EMI，从而进一步节省了EMI滤波器的尺寸和成本。
　　“飞行”电容器CFL保持了Q2/3和Q6/7连接之间的一半公交电压，并且在必要时可以通过两个其他电容器和夹具二极管来确保整个系列对之间的电压平衡，这在正常运行中没有消散。 Diodes D1和D2在启动时将电流转移到电感器上，以避免磁性饱和，从而导致高初始开关电流。
　　优化功率半导体和驱动器
　　八个硅sosfet和孤立的门驱动器似乎令人生畏，但消散的功率散布在设备上，因此它们可能很小且表面载。例如，在3kW的设计中，它们可能只能消散2.5W，因此通常可以在一个小的5mm x 6mm'Superso-8'套件中，并使用PCB垫作为热量链接。在两级WBG实施中，热量集中在两个可能需要引导的设备的热点上，例如TO-247，例如额外的组装成本和可靠性问题。
　　传统上，门驱动器的选项包括笨重且昂贵的电路，这些电路需要隔离和隔离电源轨，通常是双极性的。在某些方案中，Pulse Transformers可以替换Optos，但是为了获得性能，通常将其随后是动力驱动阶段。一种大幅度降低尺寸，成本和复杂性的解决方案是ICEGER的IC70001设备，其中2mm x 2mm U-DFN2020-6包装中。该驱动程序从内部单声道中生成的门驱动波形，并具有的传播延迟，并触发，并由外部变压器的短脉冲启动，并提供动力。脉冲通常只有100N的持续时间，因此变压器很小，几个转弯。它们可以方便地作为转换器PCB中的平面类型实现，ICERGI可以使用EE样式4 x 7mm铁氧体芯为合适的设计提供布局。由于MOSFET成对驱动，实际上只需要四个变压器。到达每对门的驱动器仍然必须相互隔离，但是在单独的绕组上可以在单个变压器上实现，这可以在电子核的每个外腿上实现，从而实现了所需的隔离轨道和间隙。变压器的小尺寸和构造也具有低隔离电容，这对于良好的DV/DT免疫所需。
　　优化控制
　　获得效率和可靠性取决于如何控制多级TPPFC阶段，并且在没有专用IC的情况下，ICERGI开发了专有的固件，可以在标准的ARM Cortex-M0微控制器上运行，具有的计算负载，这些固件少，这些固件以及某些指定的外部逻辑以及所有必要的外部功能均可换算型号，并执行所有功能。例如，与“智能”过载，过电压和过度温度监测一起，该固件可以直接在启动和瞬态条件下控制飞行电容器电压，因此可以确保MOSFET之间的电压平衡，并且不会超过其评分。使用现成的微控制器可提供供应安全性，并且可以根据需要包括额外的功能，例如“慢速”同步MOSFET门的驱动器或通过通信接口进行控制和监视。
　　性能基准测试

　　ICERGI展示了多级TPPFC方法的有效性，其栅极驱动器和控制固件在参考设计和演示板上。例如，对于具有EMI滤波和辅助电源的完整功能单元，输入范围为85 VAC至265 VAC的输入范围为85 VAC至265 VAC的版本（图4）。该单元显示效率在99.3％（图5）约为99.3％（图5），同时符合IEC/EN 61000-3-2的线路电流谐波，EN 55022/32进行了排放限，并具有10dB的边缘。

　　图4。 使用多级TPPFC技术，SI-MOSFET和ICERGI控制器和栅极驱动程序提供了ICERGI的3kW参考设计。图像由Bodo的Power Systems  提供

　　图5。 图4中参考设计的测量效率。图像使用的图像由 Bodo的Power Systems 提供。

　　作为描述设计方法的好处的摘要，表1使用SI SJ-MOSFET加上SIC二极管，两级GAN解决方案和多级ICERGI解决方案进行了比较常规方法的属性。也许有说服力的比较是在BOM成本之间 - ICERGI分析显示，GAN节省了33％，而SIC的可比较效率可比，包括ICERGI固件的许可费。

　　表1。TPPFC 方法之间的性能比较。图像由Bodo的Power Systems 提供
　　ICERGI还将其支撑组件和登机口驱动器打包成各种“可插入”模块，可以提供以评估客户设计中技术的模块。