如何制作一个振荡器，其音高与频率相反，可以与对照电压成正比。在第二部分中，我们将研究为其他可能的应用程序安排事物的替代方法。

　　首先，图1显示了基本电路的修订版，该版本使用B系列CMO构建，以允许轨道电压高达18或20 V，而不是原件的名义5 V。
　　图1第1部分的变体图2，允许使用高达20 V的操作。
　　从U2从74HC74更改为CD/HEF4013B之外，主要区别在于U1。凭借12 V导轨，TL062/072/082S甚至LM358和MC1458都效果很好，LM393比较器具有输出引体引力电阻器。控制电压的跨度随供应电压而增加，但仍为vs的约±20％。请注意，由于我们仅在该中央部分内感知，因此这些设备的限制输入范围不是问题。
　　即使使用原始的5-V MCP6002，这是一个问题，这是一个经常无法开始振荡的问题。与74HC74不同，4013具有高度的R和S输入，因此U1A的极性必须翻转。它倾向于以其高输出启动，从而有效地将U2A锁定在全1S条件下，迫使Q1启动。这解释了R5/C5/Q2的需求。如果（何时！）发生粘性状态，则Q2将打开，缩短C2，以便Q1可以关闭并开始振荡。在涉及的低频下，R5跨R5的反向二极管被证明是不必要的。
　　这也可以使用额外的恒定水槽进行构建，如第1部分所示，但随后U1需要具有轨道到轨输入。
　　缺乏任何逻辑的版本

　　这是我尝试过的个版本的扩展，该版本是没有逻辑IC的。它很整洁且有效，但是U1A只能输出脉冲，需要拉伸才有用。 （使用触发器保证了占空比，而备用部分则用作单个可产生的较明确定义的重置脉冲。）图2所示的电路围绕此操作，并且可以为您选择的任何轨道电压而构建，只要U1和MOSFET都适当地选择了。

　　图2这个全污点版本（除了运算放大器）使用第二部分来产生其占空比接近50％的输出。
　　U1B的电路是U1A的副本，但有一半的时间恒定。它以相同的方式重置，并且其控制电压是相同的，因此其输出脉冲具有完整周期的一半宽度，从而产生了方波（或几乎如此）。理想情况下，Q1和Q3应匹配，C3恰好是C1的一半，而不是显示的实际47N。仅当导轨电压超过Q1/3的闸门源限制时，R7才有必要。 （ZVP3306AS的额定值为20 v Max。）纯度来自超频扭曲的戒指

　　终的变化（请参见图3）回到使用逻辑，并具有合理的正弦输出，如果您需要。

　　图3这里振荡器的运行速度比输出频率快16倍。使用电阻器在其8个输出上使用电阻器将脉搏速率向下划分，从而可以对正弦波进行逐步近似。
　　振荡器本身以输出频率的16倍运行。现在，脉搏生成的单稳定多振动器（MSMV）现在使用一对交叉耦合门，不仅要馈入Q1，而且还馈入8位移位寄存器（在此处实现为两个4位的寄存器），其终输出被倒入并馈回其D输入。这被称为扭曲的环或约翰逊柜台，是一种数字莫比乌斯乐队。当信号超过每个Q输出时，它具有8个高位，然后是8个低位，无限期重复。 U2C不仅执行反转，还可以在启动时提供简短的，固体高的u3a d输入，以初始化寄存器。
　　U2和U3显示为高压CMOS零件，以允许在5 V时进行操作。同样，如果添加了额外的电流源，则可能需要更改，也许需要更改，也许是轨道到轨输入（RRI）零件。 74HC132S和74HC4015S（或'HC164S）在?5 V处正常工作。

　　Q输出通过选定的电阻给出一个公共点，以给出一个输出，虽然阶梯逐渐接近正弦波，如图4所示。 R4设置输出级别，C4提供了一些过滤。 （不同的电阻器可以给出不同的音调颜色。例如，如果它们都是相等的，则输出（如果阶梯阶段）将是一个很好的三角波。）图4波形说明了图3电路的操作约为500 Hz。

　　这些步骤对应于第15和17个谐波，虽然通过C4/R4过滤，但仍处于-45 dB。要减少它们，请添加一个简单的两极sallen键滤波器，例如图5中，该过滤器还显示了输出约为500 Hz的过滤光谱。

　　图5合适的输出过滤器，用于添加到图3和所得的频谱。
　　第二和第三谐波仍大约为-60 dB，但其他谐波现在远低于-70 dB，因此我们可以要求大约-57 dB或0.16％的THD，在250 Hz时会更糟，在2 kHz时效果更好。如果您想要完整的4-5个螺旋跨度（额外的电流水槽），则这种方法不会很好地工作：除非使过滤器可调节：也许是另一个由另一个由电压控制的电流源驱动的电阻式光学隔离器与R14/15结合使用？