通过一些额外的组件和对拓扑的一些重新排列，降压模式 DC-DC 转换器 IC 可以制成升压模式器件，以高于电源电压的电压驱动 LED 灯串。
迟滞降压 LED 驱动器是一种流行且易于实施的电流源，适用于 LED 灯串两端的电压低于输入电压的情况。通过重新布置外部组件，可以将该拓扑结构从降压模式切换到升压模式，以支持二极管压降总和大于输入电压的 LED 串。
虽然有许多升压稳压器可供选择，但这种拓扑允许单个降压稳压器 IC 提供降压和升压功能，因此可以简化物料清单 (BOM) 并降低总体成本。尽管使用降压器件进行升压操作可能会导致 LED 电流的变化超出可接受范围，但如果需要，可以添加额外的控制环路来进一步调节电流。
该转换示例使用 Maxim Integrated 的 MAX16822/32 迟滞降压转换器，该转换器是 2MHz 高亮度LED 驱动器 IC，具有集成 MOSFET 和高侧电流检测功能，如图 1 所示。（MAX16822 和 MAX16832 的区别仅在于额定电流：分别为 500mA 与 1A。）
MAX16832作为降压转换器LED驱动器的典型应用电路
图1：MAX16832作为降压转换器LED驱动器的典型应用电路
该电路调节检测电阻器 Rsense 上的电压，以便恒定电流流过与该电阻器串联的 LED。 MAX16832 内的 MOSFET 在电流低于设定值时导通，在电流高于设定值时关闭。当 MOSFET 导通时，电流逐渐上升，并从输入电压 Vin 经由检测电阻器、LED、电感器和 MOSFET 流向 GND；当 MOSFET 关闭时，电流逐渐下降并通过检测电阻、LED、电感器和二极管 D1 流回 Vin。
添加磁滞会导致自振荡系统产??生锯齿形 LED 电流，如图 2 所示。锯齿波的幅度由磁滞量决定。电容器C3充当滤波器，因此LED将主要看到直流电流。这种拓扑被称为高侧降压拓扑。
图 2：迟滞降压 LED 驱动器的电流波形由于自感振荡而具有锯齿状 LED 电流。
从降压到升压
仅当 LED 两端的电压小于输入电压时，才能使用降压拓扑。当 LED 两端的电压大于输入电压时，需要采用升压拓扑。由于升压拓扑在低侧也有开关 MOSFET，因此可以通过重新布置外部元件将高侧降压拓扑直接更改为升压拓扑，如图 3 所示。在这种升压拓扑中，电流在与高侧降压拓扑中的方式相同。
不同之处在于 LED 不再与检测电阻和电感串联。结果是输入电流而非 LED 电流得到调节。图4显示了输入和输出电流的波形； LED 电流是通过 C3 输出电流的滤波版本。
这种安排的结果是，LED 电流不仅取决于稳压输入电流 (IIN)，还取决于输入电压 (VIN)、输出电压 (VLED) 和转换器的效率 (η)：
\large I_{LED} = \frac{\eta V_{IN} I_{IN}}{V_{LED}}
将拓扑结构从高侧降压更改为升压仅需要对外部组件进行一些重新排列
图 3：将拓扑从高端降压更改为升压仅需要对外部组件进行一些重新排列。
当配置为迟滞升压 LED 驱动器时，将调节输入电流而不是 LED 电流，如输入和输出电流波形所示
图 4：当配置为迟滞升压 LED 驱动器时，调节输入电流而不是 LED 电流，如输入和输出电流波形所示。
如果由此产生的 LED 电流变化大于可接受的范围，则可以添加基于 MAX8515（一款用于隔离 DC-DC 转换器的宽输入、0.6V 并联稳压器）的额外电路来调节 LED 电流，图 5 。
如果需要，可以使用基于 MAX8515 并联稳压器的附加电路来改善 LED 电流调节
图 5：如果需要，可以使用基于 MAX8515 并联稳压器的附加电路来改善 LED 电流调节。
MAX8515充当误差放大器，将反馈电压VFB与内部参考电压0.6V进行比较。 VFB 与 LED 电流成正比，其中 VFB = R2 × ILED。由于放大器的输出可以从 TEMP_I 引脚吸收电流，但不能提供电流，因此 TEMP_I 引脚本身会提供一个小的恒定电流。两个电流之间的差值由电容器 C2 积分。如果MAX8515吸收的电流多于TEMP_I引脚拉出的电流，则电压下降；反之亦然。输入电流 IIN 的设定点与该电压成正比，如图 6 所示。因此，如果 VFB 小于 0.6V 基准，则不会吸收电流，并且 TEMP_I 上的电压会增加。这反过来又会增加输入功率，从而增加 LED 电流和 VFB。如果 VFB 大于参考值，TEMP_I 上的电压将被拉低，以减少 LED 电流。
MAX8515 管理灌电流和拉电流，如 TEMP_I 电压与输入电流设定点之间的关系所示
图 6：MAX8515 管理灌电流和拉电流，如 TEMP_I 电压与输入电流设定点之间的关系所示。
LED 电流控制环路限度地减少变化
这些参数适用于用于调节 LED 电流的控制环路，图 7：
MAX8515的0.6V参考电压是控制环路的输入；
VFB 为输出，与 LED 电流成正比，其中 ILED = VFB/R2；
G1是MAX8515和电阻R2的增益（注意，由于NPN晶体管的反相作用，MAX8515的增益实际上是负的；这是通过交换加法器上的正负号来补偿的）；
电容器 C2 是积分器，而 G2 是 TEMP_I 电压和反馈电压之间的增益。
该控制环路将 VFB 调节至 0.6V：
\large I_{LED}=\frac{0.6V}{R_2}
为了正确配置升压电路，应选择检测电阻 RSENSE，使输入电流略高于所需电流。然后，额外的控制环路会降低输入电流以获得正确的 LED 电流值。该电阻的值可按下式计算：
\large R_{sense}< \frac{\eta \ V_{IN} \ 200mV}{I_{LED} \ V_{LED}}
附加检测电阻 R2 可通过以下公式计算：
\large R_2=\frac{0.6V}{I_{LED}}
还需要过压保护
LED 通常会因短路而失效；从而降低输出电压。如果输出电压保持高于输入电压，电路将继续正常工作。然而，如果 LED 因变为高阻抗（开路）而不是短路而发生故障，则输出电流会将输出电容器 C3 充电到超出 IC 工作范围的值，并导致其故障。
用于调节 LED 电流的控制环路首先将反馈电压 VFB 维持在 0.6V
图 7：调节 LED 电流的控制环路首先将反馈电压 VFB 维持在 0.6V
为了保护电路免受这种情况的影响，可以在基本电路中添加一些额外的组件，如图 8 所示。如果 Q2 的栅极电压达到其导通阈值，Q2 将拉低转换器上的 DIM 引脚。这会自动停止转换器的开关，并且输出电压缓慢下降，直到 Q2 关闭。重复该循环，使得输出电压在过压阈值附近变化，该阈值被选择在转换器的工作范围内。
当 LED 发生开路故障时，需要过压保护，从而使 C3 的充电超出 IC 的额定值
图 8：当 LED 发生开路故障时，需要过压保护，从而使 C3 的充电超出 IC 的额定值
为了验证降压/升压分析并评估整体性能，构建并测试了两个电路，一个具有额外的 LED 电流调节（电路 2），另一个没有额外的 LED 电流调节（电路 1）。该电路设计用于通过 12V 输入以 200mA 电流驱动 8 个 LED (≈24V)。效率估计约为 95%。
输出功率为 4.8W (24V × 200mA)，输入功率估计为 4.8W/0.95 ≈ 5.05W。使用 12V 电源时，输入电流应调节至 5.05W/12V ≈ 421mA，这会导致 RSENSE 值为 470mΩ (200mV/421mA)。
为了调节 LED 电流，R2 需要为 3Ω (600mV/200mA)。要将输入电压扩展到 8V，RSENSE 应满足以下条件：
\large R_{sense}< \frac{0.95 \times 8V \times 200mV}{200mA \times 24V} = 317m\Omega
因此选择 300mΩ 的值。
带（红色）和不带（蓝色）附加调节的 LED 电流与输入电压的关系显示输出电流对输入电压值的敏感度
图 9：具有（红色）和不具有（蓝色）附加调节的 LED 电流与输入电压的关系，显示了输出电流对输入电压值的敏感度。
为了证明 LED 电流调节的附加值，两个电路在 8V 至 16V 的输入电压范围内记录了 LED 电流，如图 9 所示。很明显，对于没有 LED 电流调节的电路，LED 电流仅为当输入电压为 12V 标称值时，电流为 200mA 目标值。对于其他值，它随输入电压线性缩放。如果输入电压经过调节，VIN 的变化可能非常小，并且导致 LED 电流变化可接受。
相比之下，具有 LED 电流调节的电路不会表现出这种效果，但在整个输入电压范围内具有恒定值。额外的控制环路通过在整个输入电压范围内将 LED 电流调节至目标值来清楚地显示其值；仅在 8V 输入时该值略低。有可能的是，由于 R2 的损失，效率略低于估计的 95%。快速测量表明，VIN = 8V 时输入电流达到值。一个简单的解决方法是将 RSENSE 降低至 270mΩ。
具有电流调节功能的 LED 驱动电路的波特图证实该电路具有足够的相位裕度以保证稳定运行
图 10：采用电流调节的 LED 驱动电路的波特图证实该电路具有足够的相位裕度以保证稳定运行。
迟滞降压LED 驱动器的另一个优点是控制环路本质上是稳定的，因为没有反馈。添加额外的控制回路会引入反馈，这可能会导致不稳定。控制环路稳定性的波特图显示，电路的相位裕度约为 47°，足以保证稳定运行，如图 10 所示。
