为了使 D 类放大器提供高效率，它需要相对于工作频率相当快的开关。随着我们转向越来越高的频率，这变得越来越具有挑战性。在 D 类 RF 放大器中，开关间隔可能占据工作周期的相当大一部分。寄生电容的损耗也随着频率的增加而增加，这带来了另一个问题。
E 类功率放大器有效地克服了这些挑战。与 D 类放大器一样，这些是开关模式放大器。然而，它们的负载网络经过专门设计，可限度地降低开关损耗，并将能量从分流（晶体管输出）电容引导至负载。在本文中，我们将讨论 E 类放大器的设计如何避免 D 类放大器在高频下工作的缺陷。
D 类和 E 类电路的对比
考虑图 1 所示的互补电压开关 D 类放大器。
由 Cp 建模的节点 A 寄生电容的互补电压开关配置。
图 1.由 C 建模的节点 A 寄生电容的互补电压开关配置 p.
在上图中，Cp对晶体管的寄生输出电容进行建模。晶体管在交替的半周期上导通和关断，导致节点 A 的电压在V抄送和地面。每当发生转换时，充电和放电Cp导致一些能量在开关的导通电阻中以热量的形式消散。
例如，对于V抄送对地，晶体管 Q2打开并释放初储存在Cp.这会在 Q 的导通电阻中耗散一些能量2.因充放电而损失的总功率Cp是：
$$P_{耗散} ~=~ C_{p} V_{CC}^2 f$$
方程 1.
其中 f 是放大器的开关频率。
D 类放大器的操作涉及充电和放电Cp，但存储在电容中的能量不会传递到负载。事实上，Cp完全不会影响输出 RF 功率 — 它从电源获取的功率会因热量而损失。
相比之下，图 2 显示了简单的 E 类放大器的电路原理图。
低阶 E 类放大器原理图
图 2.低阶 E 类放大器原理图
该电路中的晶体管被驱动以充当开关。射频扼流圈 （L1） 提供到电源的直流路径，并在 RF 处近似开路。L0和 C0形成一个串联调谐电路，将负载连接到晶体管的集电极。
在晶体管和 C 之间0是分流电容 （Csh).并联电容包括在输出端添加的电容器和器件输出寄生电容。与 D 类放大器不同，该电容中存储的能量不会以热量的形式消散，而是被引导到负载上。
正如我们将在本文后面看到的那样，Csh在 E 类放大器的运行中起着关键作用。然而，在我们开始之前，我们需要了解有限开关速度的问题。只有这样，我们才能准备好讨论 E 类功率放大器如何处理该问题。
缓慢上升和下降时间对开关模式操作的影响
当开关的驱动信号理想时，它们近似于具有尖锐边缘的矩形波形。为了更准确地反映实际情况，我们应该假设开关电流和电压波形是梯形的，而不是矩形的。如图 3 所示。
实际开关的电流 （顶部） 和电压 （底部） 波形表现出非零转换间隔。
图 3.实际开关的电流 （顶部） 和电压 （底部） 波形表现出非零转换间隔。
要理解图 3 中的波形，请回顾开关模式功率放大器背后的基本思想，即将晶体管作为开关而不是电流源运行，可以提高效率。理想的开关不会耗散功率，因为其电压和电流的乘积始终为零。开关打开时，它没有电压降;当开关关闭时，它没有电流。由于晶体管不耗散功率，因此开关模式功率放大器的理论效率可以接近 100%。
然而，在实践中，晶体管不会立即改变状态。在开关间隔期间，开关两端的电压和通过开关的电流都相当可观。对于非零 IV 产物，功率耗散在晶体管中，从而降低了放大器的效率。
E 类放大器通过战略性地将电压和电流开关转换相互时间置换来防止这种情况。理想情况下，这会导致晶体管中的功率耗散为零，即使开关转换占 RF 周期的很大一部分。时序偏移是通过精心设计负载网络来实现的，包括器件输出端的分流电容 （Csh在图 2 中）。在接下来的部分中，我们将研究这种设计如何消除关断和导通转换期间的开关损耗。
消除开关关断损耗
具有纯电阻负载的电路将具有图 3 所示的开关电压和电流波形，其中开关电流的变化转化为开关电压的瞬时成比例变化。但是，如果我们在负载网络中增加一个并联电容器，我们可以预期开关电压和电流波形的边缘之间会有一些延迟。这是因为电容器两端的电压变化 （ΔVc） 与电容成反比，如公式 2 所示：
$$\Delta V_c ~=~ \frac{I\Delta t }{C}$$
方程 2.
对于给定的电流 （I），额外的电容 （C） 会降低 ΔVc在给定的时间间隔 （Δt） 上。因此，我们可以通过选择足够大的分流电容器来产生所需的 timing offset。
图 4 显示了添加时间延迟如何影响图 3 中的波形。
将集电极电压的上升延迟到开关电流降至零之后产生的波形。
图 4.将集电极电压的上升延迟到开关电流降至零之后产生的波形。
在图 4 中，电压和电流波形的非零部分在开关的 ON-to-OFF 转换期间不会重叠（T1和 T3intervals） 的 Span。因此，在关断转换期间，IV = 0，导致零功率损耗。但是，T 周围的重叠2interval — OFF-to-ON 转换 — 实际上会增加。
很明显，仅仅引入 delay 不足以消除两组 transitions期间的 switching loss。为了了解 E 类放大器如何消除 OFF 到 ON 转换期间的开关功率损耗，我们需要检查开关处于 OFF 状态时的电路。
消除开关导通损耗
图 5 显示了开关关闭时 E 类放大器的负载网络。
开关关闭时 E 类放大器的负载网络。
图 5.开关关闭时 E 类放大器的负载网络。
开关关闭后，E 类放大器的负载网络作为阻尼二阶系统运行，一些初始能量存储在其电感 （L0） 和电容器 （C0和Csh).虽然在这半个周期内没有对负载网络施加输入，但存储在系统中的初始能量会导致瞬态响应。瞬态响应终会消失，因为RL耗散能量。
为了深入了解负载网络的响应，我们来使用图 6 中的 LTspice 原理图。请注意，该电路的初始条件和元件值都是任意选择的。
用于检查具有某些初始条件的串联 RLC 电路响应的 LTspice 原理图。
图 6.用于检查具有某些初始条件的串联 RLC 电路响应的 LTspice 原理图。
从我们的电路理论课程中，我们知道元件的值可以导致三种不同类型的瞬态响应：
过阻尼。
严重阻尼。
欠阻尼。
图 7 显示了电容器两端电压 （C1），对于三个不同的RL，使我们能够检查阻尼的所有三个级别。
串联 RLC 电路对 R<sub>L</sub> 的响应 = 10、20 和 30 欧姆。
图 7.串联 RLC 电路对 R 的响应 L= 10 Ω、20 Ω 和 30 Ω。
尽管响应的形状取决于分量值，但RL确保终电容器电压为零。如果功率放大器中开关的 OFF 半周期足够长，那么当开关导通时，电容器电压实际上会降低到 0 V。与图 4 所示的假设情况不同，这会自动消除 OFF 到 ON 转换期间开关电流和电压波形之间的重叠。
图 8 显示了 E 类放大器的典型 （虽然不是理想） 开关波形。
E 类放大器的典型开关电流 （顶部） 和电压 （底部） 波形。
图 8.E 类放大器的典型开关电流 （顶部） 和电压 （底部） 波形。
