每个开关电源都有一个集成误差放大器。它可能是图 1 所示的普通运算放大器，也可能是跨导放大器。其功能始终相同，输出电压调节的实现方式也相同。误差放大器将反馈分压器 (VFB) 的电压与其内部参考 (VREF) 进行比较，并设置占空比 (PWM)，使差值为零。由于参考电压通常在几百毫伏到 1 伏的范围内，因此输出电压由反馈分压器 (R1、R2) 分压。在误差放大器的输入 (FB) 和输出 (COMP) 之间连接有补偿网络。经过适当设计，它可确保在所有线路和负载条件下良好地调节输出电压。
　　　　图 1：误差放大器
　　这些外部组件通常是固定的，因为转换器设计用于非可变输出电压。通过将外部电压 (VADJ) 施加到具有定义电阻 (R3) 的误差放大器的反馈，将注入额外的电流，该电流通过低侧电阻 (R2) 流到 GND，从而导致额外的电压降。这意味着，运算放大器输入 (FB) 上的电压上升，误差放大器降低占空比以使其回到其参考电压的值。这种方法称为“模拟”，因为使用模拟电压来调节输出电压。实施得当，电源的输出电压与模拟调节电压成比例。
　　一个简短的例子显示了三个电阻的计算。
　　输出电压：VOUT min = 5.0V
　　输出电压：VOUT max = 12.0V
　　调整电压：VADJ min = 0.0V
　　调整电压：VADJ max = 3.3V
　　参考电压：VREF=0.6V
　　当 VADJ 设置为 0.0V 时，电阻 R3 实际上与 R2 并联。这意味着输出电压具有值。当 VADJ 设置为 5.0V 时，电阻 R3 会产生额外的电流，该电流会叠加到 R1 的电流上。在这种情况下，输出电压达到其值。重要的是要记住，输出电压受参考电压限制，不能低于此值。
　　可以通过四个步骤轻松确定这三个电阻：
　　首先，需要选择流经高端电阻 R1 的电流 (I R1,min )。极低的电流容易受噪声影响，而极高的电流会造成不必要的损耗。典型值为 100?A，本例中也使用了该值。
　　现在，计算分压器的高端电阻。
　　`R_1=(VOUT_(“min”)-VREF)/I_(R1,min)`
　　`R_1=(5.0 V-0.6 V)/(100 μA)=44.0 kΩ`
　　选择接近的数值 44.2 kΩ。
　　下一步是计算电阻器 R3，它将外部电压与误差放大器的反馈连接起来。
　　`R_3=(R_1?“VADJ”_（“max”）)/(VOUT_（“max”）-VREF-R_1?I_（R1，min）)``R_3=(44.2 kΩ?3.3 V)/(12.0 V-0.6 V-44.2 kΩ100A)=20.9 kΩ`选择接近的 21.0 kΩ 值
　　由于 R1 和 R3 已知，因此可以确定缺失的电阻器 R2。
　　`R_2=(R_1R_3VREF)/(R_3VOUT_(“值”)-R_3VREF-R1VREF)``R_2=(44.2 kΩ?21.0 kΩ?0.6 V)/(21.0 kΩ?12.0 V-21.0 kΩ0.6 V-44.2 kΩ?0.6 V)=2.62 kΩ`选择接近的数值 2.61 kΩ。
　　用于调节电源输出电压的外部电压可以通过多种方式产生。常见的是使用平滑的PWM信号或数模转换器（DAC）的输出，如图2所示。
　　图 2：模拟电压产生
　　种方法通常被使用，因为它非常简单且便宜。如果需要可调输出电压，通常系统中的某个地方会有一个微控制器。具有脉冲宽度调制 (PWM) 功能的输出会产生矩形波形，该波形由低通滤波器滤波以将其转换为平均直流电压。为了实现平滑的模拟电压，低通滤波器的带宽应低于 PWM 信号频率一个十倍或更少。可调输出电压的步长直接取决于 PWM 信号的分辨率。
　　另一种方法是使用 DAC5311 之类的 DAC。如果需要不同的可调电源轨，并且微控制器上的 PWM 输出数量有限，则可以通过 SPI 总线并行控制多个数模转换器。此处的步长还取决于 DAC 的分辨率。该系列数模转换器的分辨率从 8 位（DAC5311）到 16 位（DAC8411），因此它可以满足开关电源可调输出电压分辨率的任何需求。
　　数字化方法
　　对于“数字”方法，数字信号（例如微控制器的输出）可用于直接改变电源的输出电压，而无需通过 DAC 等绕行。其背后的想法非常简单。通过改变高侧电阻（R1）或低侧电阻（R2）的电阻，可以操纵输出电压。
　　值得注意的是，高侧电阻会影响补偿，更准确地说，会影响增益。如果改变此电阻的值，补偿网络的增益会发生变化，这会导致不稳定，并根据输出电压产生不同的行为。除此之外，由于它是浮动的，而不是接地的，因此也不容易改变其电阻。
　　更好的方法是操纵低侧电阻。它对补偿没有影响，因此转换器的行为将始终保持不变。可以通过逻辑电平 FET 切换的附加电阻与固定低侧电阻 (R2) 并联。
　　图 3 中的示例显示了具有两位的所谓 VID 接口（动态电压识别）。如果 FET由微控制器的数字输出驱动，则相应的电阻器将与固定电阻器 R2 并联切换。总电阻减小，因此输出电压增加。使用两位，可以设置四个不同的电压水平。根据需求，可以添加更多步骤。

　　VID接口

　　图 3：VID 接口
　　对于这个例子，再次使用模拟方法的规范：
　　首先，需要选择流过高端电阻 R1 的电流 (I R1,min )。这里也使用 100?A。
　　现在，计算分压器的高端电阻。
　　`R_1=(VOUT_("min")-VREF)/I_("R1,min")`
　　`R_1=(5.0 V-0.6 V)/(100 μA)=44.0 kΩ`
　　选择接近的数值 44.2 kΩ。
　　R2 是固定低侧电阻，始终连接在误差放大器的反馈和地之间。
　　`R_2=(R_1?VREF)/(VOUT_(“min”)-VREF)`
　　`R_2=(44.2 kΩ?0.6 V)/(5.0 V-0.6 V)=6.03 kΩ`选择接近的数值 6.04 kΩ。
　　步骤数取决于 VID 接口的位数。例如，四位 (0、1、2、3) 可启用 16 个步骤。单个步骤使用以下公式计算。
　　`VSTEP=(VOUT_(“max”)-VOUT_(“min”))/(2^(“BITS”)-1)``VSTEP=(12.0V-5.0V)/(2^4-1)=467mV`
　　理论上，必须对每个位进行此计算，因此本例中计算了四次（BIT 0、1、2、3）。但仅对位 0 进行此计算就足够了，然后对其他三个剩余值仅使用 1/2、1/4 和 1/8。
　　`R_(2,BITx)=1/((VOUT_("min")+2^("BIT")?VSTEP-VREF)/(R_1VREF)-1/R_2 )``R_(2,BIT0)=1/((5.0V+2^0?467 mV-0.6 V)/(44.2 kΩ0.6 V)-1/(6.04 kΩ))=55.7 kΩ`选择接近的数值 56.2 kΩ。
　　通过四个可切换电阻与固定电阻 R2 并联，输出电压可在 5.0V 至 12.0V 之间分 16 级设置。

　　可以使用数字电位器（例如图 4 所示的 TPL0401A-10）来实现类似但集成度更高的解决方案。

　　图4：数字电位器
　　电位器 RPOT 与低侧电阻 R2 串联，由 I2C 或 SPI 控制。该特定设备有 128 个抽头，因此其功能类似于具有 7 位的离散 VID 接口。重要的是不要将其用作反馈分压器本身，否则，高侧电阻将根据输出电压而变化，从而对补偿产生影响，如开头所述。
　　数字模拟方法
　　第三种方法是“数字模拟”，它结合使用了上述两种解决方案。它基于德州仪器的 LM10011V VID 可编程电流 DAC。该设备有四个逻辑输入，其驱动方式与数字方法中所述相同。该设备的输出不是电压，而是电流，它直接馈入分压器的低侧电阻 R2，如图 5 所示。与模拟方法类似，这个 0 至 59.2A 范围内的可编程电流会在低侧电阻上产生额外的电压降，从而控制电源的输出电压。

　　LM10011 VID 可编程电流 DAC

　　图 5：LM10011 VID 可编程电流 DAC
　　它既可以 4 位模式使用，也可以 6 位模式使用，从而分别提供 16 和 64 个步骤来调整输出电压。与分立设置相比，它的优势在于解决方案尺寸更小，并且与 TI 的 TMS320 DSP 兼容，后者可根据负载自主控制其电源电压。
　　结论
　　通常，电源仅提供固定输出电压。但在某些应用中，有必要或希望在一定范围内改变此电压。本文介绍了将此功能扩展到几乎所有电源的三种不同方法。几乎可以使用任何信号，如 PWM、简单逻辑、SPI/I2C 或专用 VID 接口。输出电压的变化速度主要取决于转换器的带宽，而较少取决于控制电路。