可以通过用 n 掺杂区域部分中断 p 掺杂集电极区域来构建反向导电 IGBT。这会产生二极管功能，但仍有足够的区域供 IGBT 将少数载流子注入漂移区，以实现低正向电压 (VCE(sat))。
采用这种方法时，二极管的功能取决于栅极控制的状态。这种类型的器件专为硬开关应用而设计，被称为带二极管控制的反向传导 IGBT (RCDC-IGBT)。
6.5 kV RCDC-IGBT 静态二极管性能与栅极电压的关系。横截面：红色为 p 型掺杂，绿色为 n 型掺杂。Tvj=125 °C
图 1：6.5 kV RCDC-IGBT 静态二极管性能与栅极电压的关系。横截面：红色为 p 型掺杂，绿色为 n 型掺杂。Tvj=125 °C
损耗 RCDC-IGBT 性能
RCDC-IGBT 栅极状态对二极管的正向特性有显著影响。从静态损耗角度来看，在二极管导通模式下，栅极需要关闭。当 VGE=-15 V 时可实现 VF，当 VGE=0 V 时，VF 稍高。由于 VF 对应于芯片内部的载流子密度，因此为了实现的动态损耗和的 Qrr，应将 VF 选为高值。
决定如何在二极管导通模式下驱动栅极将取决于应用的脉冲频率和二极管关闭前去饱和的能力。
特殊的栅极驱动方面
低损耗 RCDC-IGBT 操作的栅极驱动器需要能够：
检测二极管导通模式并防止 RCDC-IGBT 栅极导通
在二极管关断之前将 VGE 驱动至 15 V，使 RCDC-IGBT 二极管去饱和
在典型的 6.5 kV 逆变器脉冲频率和有限的二极管去饱和时间的情况下，在二极管导通模式下将 VGE 驱动至 0 V
在二极管模式下检测负载电流过零点，并打开 RCDC-IGBT 栅极，实现从二极管到同一开关的 IGBT 的平滑电流转换
检测 IGBT 模式下的负载电流过零点，并关闭 RCDC-IGBT 栅极，实现低损耗二极管操作
RCDC 栅极驱动器控制方案流程图
图 2：RCDC 栅极驱动器控制方案流程图
检测二极管导通模式
在传统逆变器中，正向导通IGBT在互锁时间段开始时关闭。对于反向二极管，这意味着首先阻断电压降低，然后电流开始上升。一旦互锁时间段结束，二极管的反向并联 IGBT 栅极就会打开。对于 RCDC-IGBT，需要通过栅极驱动器逻辑阻止导通二极管的反向并联 IGBT 的打开。
建议在从控制侧执行开启命令之前监控开关的 VCE。在这种情况下，在联锁时间结束之前，二极管开关两端的电压很低，清楚地表明二极管正在导通。
无去饱和脉冲的二极管检测
图 3：无去饱和脉冲的二极管检测
为使二极管去饱和，每个栅极驱动器的互锁时间是单独计算的。因此，高端和低端栅极驱动器输入信号将同时改变。控制信号的下降沿立即执行，关闭 LS-IGBT 栅极。IGBT 正常关闭，高端开关两端的电压降低。电压检测器检查高端开关的 VCE 是否低于定义的阈值（显示为“VCE 低”）。在这种情况下，一旦检测器输出“VCE 低”发生变化，高端开关将进入二极管导通模式，栅极 (VGE) 将从 -15 V 切换到 0 V。
高压检测器是一个简单的频率补偿分压器。在高压应用中，此电路通常存在于栅极驱动器级中，用于去饱和检测，并且不会在物料清单 (BOM) 中添加任何额外部件。
带去饱和脉冲的二极管检测
图 4：采用去饱和脉冲的二极管检测
二极管去饱和
检测二极管导通状态并保持相应的开关栅极处于关断状态可确保器件内部的高载流子密度，从而保持较低的 VF 值。然而，对于动态损耗减少而言，这种情况并不理想，因为高载流子密度会导致高 Qrr，从而导致 IGBT 导通和二极管关断损耗较高。
如果二极管开关栅极在二极管关闭之前打开，则工作点将从低 VF 输出曲线移至高 VF 输出曲线，二极管载流子浓度会降低，对动态损耗产生很大影响。6.5 kV RCDC-IGBT 的典型去饱和时间为 20 至 100 ?s。
对于实际实施，驱动器需要准确预测二极管关断的时间点。这对应于相反的 IGBT 导通，这（基于信号定义）是在 IGBT 开关控制信号从低变为高并且联锁时间 t interlock结束后执行的。
图 4 说明了这种方法。检测到高端开关二极管导通状态，并将栅极切换至 VGE=0。现在，高端和低端栅极输入信号同步变化。低端栅极驱动器计算互锁时间，并在互锁时间结束时打开低端 IGBT。
二极管开关栅极驱动器通过将 VGE 驱动至 15 V 来产生去饱和脉冲。在联锁定时器结束之前，半桥中不会发生主动开关。二极管开关的栅极驱动器在去饱和时间 (tdesat) 内将 VGE 保持在 15 V。tdesat 的持续时间短于 t interlock，因为必须加上剩余的锁定时间 t lock 。锁定时间应保持较小以防止二极管再次饱和，从而降低去饱和的影响。6.5 kV RCDC IGBT 的 t lock的典型值为0.5 s。
简化的 RCDC-IGBT 半桥系统，
t4 时负载电流过零的示意图波形，电流 IC(HS) 在 t2 ≤ t < t5 期间流过二极管，在 t5 ≤ t < t6 期间流入 IGBT
图 5：a) 简化的 RCDC-IGBT 半桥系统，b) t4 时负载电流过零的示意图波形，电流 IC(HS) 在 t2 ≤ t < t5 期间流过二极管，在 t5 ≤ t < t6 期间流入 IGBT
采用这种方法，二极管去饱和持续时间与应用可容忍的联锁时间相对应。较长的联锁时间可确保设备性能，但会降低系统的动态响应。使用非常小的栅极电阻可使去饱和脉冲的时间常数短，并产生的去饱和结果。图 2 将此电阻称为 RGD，而标称栅极电阻称为 RGI(on) 和 RGI(off)。
考虑到实际的 6.5 kV 牵引逆变器系统频率为几百赫兹，联锁时间为 20s，如果栅极在二极管导通模式下以 0 V 运行，则 RCDC-IGBT 性能。在这种情况下，静态二极管损耗略高于 VGE=-15 V 时的操作。由于 Qrr 低于 VGE=-15 V 二极管操作，因此总损耗化。对于其他频率和较长的去饱和时间，操作时间将有所不同。
负载电流过零方法：二极管至 IGBT
如果在传统逆变器方法中二极管导通，则负载电流可能会改变极性，因为反并联 IGBT 通常通过栅极导通。对于 RCDC-IGBT，必须检测到这种情况并立即导通栅极，以避免中断负载电流。
如果 PN 二极管导通且电流降至零，则二极管仍充满载流子，即使反向并联 IGBT 栅极未导通，负载电流仍可反向流动。在图 5a 中，负载电流 (IL) 在 t4 时改变方向，但 IC(HS) 仍流过二极管。高端 IGBT 栅极保持关闭状态，因为其控制信号为低。一旦二极管中的载流子被负载电流耗尽，二极管两端的电压就会在时间 t5 反转。与硬开关事件中的 di/dt 相比，负载电流 di/dt 较小。
栅极驱动器必须在二极管导通时检查正 VCE。一旦 VCE 变为正，栅极就会立即导通。检测电路必须能够对低正 VCE 电压做出反应，以避免输出电压变化变得过高。在图 5a 中，在时间 t5 时，这种影响被夸大了。建议使用带有高压二极管链、电流源和比较器的经典去饱和检测电路。
负载电流过零，从 VGE=15 V 的二极管 (IC0) 换向；检测器识别到过零事件时，VCE 的增加非常小（见插图），负载电流不中断
图 6：负载电流过零，从二极管 (IC0) 换向，VGE=15 V；检测器识别到过零事件时，VCE 的增加非常小（见插图），负载电流没有中断
图 6 显示了通过 H 桥配置中的 RCDC IGBT 从二极管到 IGBT 的负载电流换向。栅极驱动器电路检测到 VCE 的微小增加（插图）并打开 RCDC-IGBT 栅极。负载电流改变极性而不会中断或出现过度电压失真。
负载电流过零方法：IGBT 至二极管
除了负载电流从二极管到 IGBT 的转换之外，电流还可以改变方向，从 IGBT 流到反并联二极管。这不会有中断负载电流的风险，因为栅极保持导通状态，二极管吸收电流。如果 VGE 保持在 15 V，VF 会不必要地高，因此静态损耗会增加，直到收到下一个控制命令。建议再次使用建议的去饱和电路，检测 RCDC-IGBT 两端的小 VCE 电压。由于 VF 初很高，因此从 IGBT 到二极管导通的 VCE 电压差也会变高，并且很容易检测到。
用于在传统逆变器系统中操作 RCDC-IGBT 的示意图栅极驱动电路，从逆变器控制级只需要提供 ctrl 信号，所有 RCDC-IGBT 特定信息都在栅极驱动电路内部生成和处理。
图 7：在传统逆变器系统中操作 RCDC-IGBT 的原理图栅极驱动电路，从逆变器控制级只需要提供 ctrl 信号，所有 RCDC-IGBT 特定信息都在栅极驱动电路内部生成和处理。
驱动方案
图 2 显示了完整的 RCDC-IGBT 栅极驱动器控制方案。状态机能够处理所有基本的 RCDC-IGBT 栅极驱动要求，包括二极管导通模式检测、二极管去饱和、从二极管到 IGBT 的负载电流过零以及反之亦然。
图 7 显示了所使用的栅极驱动器。如果需要 IGBT 开关，则使用栅极电阻 RGI(on) 和 RGI(off)。如果需要时间常数开关来使二极管去饱和，则使用相对较小的 RGD。先进的 H 桥概念允许在二极管导通时将 VGE 驱动至 0 V。
在高压 IGBT 栅极驱动器中，通常使用高压分压器进行去饱和检测。RCDC-IGBT 栅极驱动器具有去饱和电路，该电路由高压二极管链、比较器和电流源组成。从逻辑上讲，状态机处理三个二进制输入信号“ctrl”、“VCE”和“HV desat”。
