通过考虑测量科学和技术来测量 DPT 设置中的开关波形、V GS、V DS和 I D，您可以对结果的可重复性和可靠性产生积极影响。在讨论具体测量之前，让我们先分析一下基本的 DPT 设置（图 1）。

　　图 1 获得可重复、可靠的双脉冲测试结果的挑战
　　图 1：基本双脉冲测试设置
　　我们在 4 月文章中的图表中添加了更多细节，以强调几个重要注意事项。所有测量仪器均以地面为参考。使用传统探头时，示波器输入为单端，接地引线基本上处于地面电位。对于许多电源，+ 和 - 端子从地面“浮动”到指定的限值（即，地面和输出端子之间的电压为 500V）。这种与地面的隔离可以建模为这些仪器的隔离阻抗 (Z i )。同样，许多波形/函数发生器与地面隔离，通常为 ± 42V。为什么这很重要？
　　共模效应
　　理想情况下，我们假设 DPT 设置中的接地电位相同，并且接地中没有电流流动。实际情况是，接地接触点之间存在电位差，这被称为共模电压（图 1 中的 V cm）。共模电压会感应共模“误差”电流，从而影响我们的测量仪器（即示波器）。即使是隔离仪器（例如高压电源）也会通过 Z i提供共模电流返回路径，尤其是当我们考虑设置中的更高频率能量切换时。因此，需要在 DPT 设置中解决共模电流问题。
　　典型的 DPT 设置使用高压电源为直流链路电容器充电，以提供完成 DPT 单个实例所需的能量。为了消除潜在的共模电流，在执行 DPT 测试之前，应使用开关（图 1）将电源与 DPT 设置断开。该技术解决了电源共模耦合的问题。同样，波形发生器通常在栅极驱动器中隔离，从而消除了任何共模耦合的可能性。
　　示波器则是一个不同的挑战。它是测量 DPT 波形的仪器。如果没有差分或隔离探头，传统示波器探头从测量点到返回路径将很长，这使其容易受到共模噪声的影响。如果没有隔离/差分探头，进行 V GS、 V DS和 I D测量也存在挑战。
　　首先，大多数 DPT 设置测试低压侧设备（即图 1 中的 DUT），以避免在测试高压侧设备时出现较大的共模电压。此外，如果使用分流器进行 I D测量，可以将电压探头测量分流器，方法是将接地引线放置在用于 V GS和 V DS测量的接地引线连接的同一节点。这将 DUT“源”端子确立为设置中的接地参考点，从而可以在没有隔离或差分探头的情况下进行这三个测量。然后，诀窍是反转分流器上测量的电压的极性以确定 I D。
　　我们仍然面临共模电流流过示波器探头的问题，无论是在中心导体还是屏蔽层中。为了尽量减少这种误差，探头被绕在铁磁芯或共模扼流圈上（图 2）。由于探头中心导体和屏蔽层中的共模电流流向相同方向，因此磁芯中的相关磁通量会叠加在一起。这实际上会为共模电流产生更大的反磁场。而对于差分（所需）模式电流，磁芯中的磁通量会抵消，从而消除反磁场，因此允许差分信号通过探头传输到示波器。
　　对 DPT 设置有了一些基本的了解后，让我们来看看一些具体的测量。
　　VDS 测量

　　测量 V DS的一个主要挑战是需要在“ON”和“OFF”状态下测量较大的动态范围。在“ON”状态下，DUT 处于导通状态，漏极到源极的电压降很小（1V - ~10V）。进行测量至关重要，因为 R DS (on)是通过将 V DS测量值除以相应的 I D测量值计算得出的。在“OFF”状态下，DUT 阻断为测试选择的工作电压 (> 1000V)。由于测量值之间存在 2-3 个数量级的差异，因此需要比示波器提供的大得多的动态范围。

　　图 3 获得可重复、可靠的双脉冲测试结果的挑战
　　图 3：简化的 V DS钳位电路和图形
　　为了测量 DUT 关闭时的 V DS，我们根据所选的工作电压使用适当的高压探头，这将衰减示波器范围内的信号。为了测量 DUT 打开时的 V DS，我们希望使用标准的 10:1 探头来获得尽可能准确的测量结果。我们使用钳位电路来实现这一点。钳位电路的目的是限制 DUT 关闭时施加到示波器的电压，这样就不会损坏示波器。但是当 DUT 打开时，允许信号通过，测量低 V DS电压。简化的原理图和图表说明了钳位电路的功能（图 3）。
　　当 V IN小于 V CLAMP – VTH时，V IN和 V OUT之间存在线性 1:1 关系。当 V IN达到 V CLAMP – VTH时，FET 关闭并有效地将 V OUT钳位到略低于 V CLAMP电压，而不管 V IN的值是多少。您需要做的就是选择一个高于预期 V DS(on)值且低于示波器输入电压的钳位电压。结果是当 DUT 开启时测量 V DS(on) ，当 V IN大于 V CLAMP时钳位电压。
　　内径测量
　　一般而言，对于 DPT 设置，电流测量比电压测量更困难。主要限制因素之一是带宽。正如我们 4 月份的文章中提到的，DPT 信号的频率内容急剧增加，需要越来越高的带宽测量。大多数电流传感器带宽通常低于更快 DPT 测量所需的带宽。罗氏线圈是颇具吸引力的电流传感器，因为它们价格便宜、相对容易设置，并使用导体中变化的磁场来测量电流。但是，它们确实需要将传感器环路连接到要测量的导体周围。这在某些设置中是不可行的。此外，它们的带宽有限（约 30 MHz），也不能测量直流电流。几百 MHz 的带宽对于测量更快功率半导体的电流非常重要。

　　电流分流器是测量电流的另一种方法。电流流过“已知”的精密分流电阻，产生可测量的电压，随后用于计算电流。电流分流器需要断开电流路径才能将其插入目标电路。具有低阻抗很重要，以限度地减少分流器对电路的影响。一些市售分流器的带宽指定为 100 MHz。我们表征了几个分流器（相同型号和规格）的 S21 传递函数，以查看它们的带宽是否一致（图 4）。

　　图 4：同轴分流器的 S21 传递函数
　　这些分流器的 3dB 带宽范围为 ~ 25 MHz 至 ~ 280 MHz，性能差异超过一个数量级！这种差异显著影响了 DPT 测量中捕获的波形（图 5）。与 280 MHz 分流器相比，您会注意到 25 MHz 分流器的 ID 过冲更多，从而扭曲了终用于积分 e(ON) 的功率波形。这种失真是分流器而不是功率器件的产物。因此，25 MHz 分流器终会导致从失真波形中提取更大且不正确的 e(ON)。
　　信号偏移

　　如果不提及信号偏差，我们就无法讨论动态测试的测量挑战。由于 DPT 波形具有高频和尖锐的边缘转换，因此必须认识到从每个示波器探头到每个测量点都有不同的信号路径。这些不同的路径会影响每个信号的传播，从而导致信号偏差（图 6）。根据哪个信号（VDS 或 ID）延迟，e(ON) 和 e(OFF) 计算可能会低估或高估由此产生的开关损耗。

　　图 5：BW 对电流分流测量的影响

　　图 6 获得可重复、可靠的双脉冲测试结果的挑战
　　图 6：在 DPT 夹具上测量的示波器输入中的时间偏差
　　结论
　　Keysight PD1500A 动态功率器件分析仪/双脉冲测试仪就是为解决这些测量难题而开发的。除了支持共模建议和模块化钳位电路外，我们还开发并实施了补偿技术来解决我们提出的其他问题。具体来说，我们有一个软件引导程序来调整示波器和探头，以消除 DPT 夹具上的信号偏差。
　　此外，我们在工厂中通过测量高达 400 MHz 的 S21 传输特性来表征我们系统中使用的每个分流电阻器。然后，我们补偿该特定分流器的特性，从本质上平坦频率响应并消除低带宽分流器的失真。与许多 Keysight 解决方案一样，我们提供自动校准程序。此软件引导程序使用具有 100 nV 分辨率的源测量单元 (SMU) 作为内部系统参考。
　　将每个示波器通道/探头对范围内的测量点与相应的 SMU 参考值进行比较。根据这些数据，确定增益和偏移误差并在系统中进行补偿，从而提供更高的精度和更可重复的结果。图 7a 和 7b 说明了使用所述补偿技术时对 DPT 测量结果的可能影响。我们测量了 DPT 波形并从 SiC MOSFET（1200V，40A）中提取了 e(off)，工作条件相同（800V，30A，Rg=10Ω，室温），有无补偿。

　　图 7a 显示了未进行补偿的 DPT 波形和提取结果。正如我们所料，ID 中的振铃以及因此产生的功率 (VDS * ID) 在这些波形中更加夸张，这无疑是由于较低的带宽分流所致。结合其他潜在信号偏差和自动校准误差，终提取的 e(off) 结果为 218.50 μJ。将其与我们使用补偿技术的图 7b 进行比较。振铃减少，提取的 e(off) 结果为 296.60 μJ。对于此设备的 e(off)，PD1500A 测量技术消除了仅由不正确的测量科学造成的 26% 的误差！

　　图 7a 获得可重复、可靠的双脉冲测试结果的挑战
　　图 7a：E(off) 波形和无补偿提取
　　图 7b 获得可重复、可靠的双脉冲测试结果的挑战
　　图 7b：E(off) 波形和带补偿的提取
　　Keysight 设计了 ??PD1500A 动态功率器件分析仪，作为您信赖的 B1505A/B1506A 功率器件分析仪的补充动态特性分析解决方案。我们专注于为基于 Si/SiC 的分立功率半导体提供可重复且可靠的动态 DPT 测量。我们将继续在 DPT 解决方案的先进测量技术方面进行研发投资。敬请期待专注于分立 GaN 和 Si/SiC 功率模块的新解决方案。