图电路是一种被推荐使用的较好线路，首先，对运放的供电采用了由DIP封装的TL431组成的高稳压电路，这种TL431采用DIP8封装，耗散功率达到1W，更改供电电压只需更换分压电阻就可以轻易办到。其次，运算放大器选择使用的是高低失调的OP07，其参数指标大大优于普通廉价运放。为关键的是在对零点信号的处理上，可以保证输入4mA的时候，运放ICC的输出电压等于零。

　　分析一下这部分电路的工作原理：运放ICD的同相输入端电压由经过TIA31稳压后的负电源提供，它通过R15与R14的分压，取R14上的电压与R10 上在4mA时的电压一样，然后，经过运放的缓冲，从运放输出接有一只PNP型三极管用于扩展输出能力，实际这是一个典型的运算放大器稳压电源，其输出将跟随着运放同相端的电压，可以从接近零的电压起调。

　　R10就是4~20mA的I/V转换电阻，按照上述道理，由于运放的作用，这个电阻的取值可以很小，电阻越小越能减轻前方传感变送器的供电要求。

　　正是考虑到传感变送器属于一种远传信号的使用环境，为了防止引入干扰信号，加有输入滤波电容器C0和两只1N4148二极管对输入信号可能出现的危险电压进行保护。

　　例如：

　　取R10=25Ω，4mA时，其压降=0.1V，把ICD的同相端输入电压配置为负的0.1V，这样，输入信号的0.1V与这个I／V配置的负0.1V恰好互相抵消，ICC输出将是零电压。随着输入电流的增大，如果输入电流是5mA，I/V转换电压将是0.125V……如果输入电流是20mA，I／V取样电压就是500mV。这样，我们可以把这个电压放大10倍得到5V满度输出，或者放大20倍得到10V满度输出。为了方便工程上的工作方便，减少同时手续，对R10、R15、R14、R01、R02等重要电阻，必须选择其0.1％的E96分度的金属膜电阻，其温度漂移参数能够不大于50ppm。

　　许多传感器变送器输入标注着4～20mA的输出指标，可是，在实际上，这些参数都是不够的，包括一些进口传感交送器，实际测试零点电流有误差高达18％的，即标称的4mA变成了3.3mA或4.7mA，这时候，就需要进行零点调整。在零点调整的时候，需要注意，R10与R14原来是1：4的关系，是因为它们流过的电流恰好是4：l的关系。因此，如果需要调整零点电压的时候，千万不要再动R10与R14，而应该在零点调整时更改R15，在满度调整时更改 R01。

　　在工程上，人们往往会采取比较快捷的工程应用方法而不是理论推导来完成任务，因为在选择元器件时，就往往无法按照计算好的数值去购买，只能从标准化生产的品种里头去选择搭配，而且，在调试时，也不可能按照理论计算的数值去测量，尤其当计算结果带着超过4位小数以上时．对所使用的仪表就会要求很高，成为"鸡蛋里头挑骨头了"。我们可以通过一个实际例子来说明这种电路的调试过程。

　　首先，必须把实际的传感交送器拿到手并且进行实际的测量，例如测量到的数据为：零点电流=4.25mA，满度电流=20.5mA。然后，根据输入电流的实际数值来求出输入电压：20.5mA时R10上的电压就是：20.5×25=512.5mV，其次求出零点电压：4.25×25=106.25mV。

　　完成上面的简单计算后，接着，对电路的参数进行调整，零点的时候调整R15，满度的时候调整R01。按照说明提到过得，ICD的同相输入电压等于零点时R10上的电压，可以求出：R15=(2500-106.25)／(106.25／100)=2.25KΩ。R01=[5000／(512.5-106.25)-1]×1=11.3l等于(5000是满度输出电压，512.5是满度输入电压，106.25是零点输入电压，-1是因为同相放大器会自然+1，-1是因为R02=1KΩ)。

　　验算一下：

　　零点电流输入时，输入电压为：4.25×25=(2.5×100)／(225+100)，结果：106.25=10*，误差：0.0014。满度电流输入时的满度输出电压：(20.5×25-10*)×(1 1.31／1+1)=4999.09，误差：0.00018。

　　上面的计算和对电阻的取值都省略了小数点后多于3位的数字，因为实用中已经不够现实了。就目前的数值而言，在实际应用中也可以满足许多较高测量的要求了。

　　提示：

　　运算放大器OP-07本身在零电压输而输出不为零时，可以在其1PN8P上连接微调电位器进行静态零点调整，也可以在零点电流输入时一并处理。

　　由ICA和ICB组成的高稳压电源，其输出电压应该大于主电路要求的满度输入电压至少3V以上，这时候，不能使用T902小功率封装的TL431来替换本电路DIP8封装的TL431。

　　当需要本电路处理其他非4~20mA输入的信号时，可以去掉R10，这时候，利用OP-07的优良性能和供电电源的高，作为通用放大器来使用。也是非常理想的。